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高效率的电机装置及电机的控制方法

基本信息

  • 申请号 CN00121904.9 
  • 公开号 CN1290996B 
  • 申请日 1995/07/24 
  • 公开日 2010/05/26 
  • 申请人 大金工业株式会社  
  • 优先权日期  
  • 发明人 木村泰三 西嶋清隆 山井广之 山际昭雄 大山和伸 北野伸起  
  • 主分类号 H02P6/18 
  • 申请人地址 日本大阪府 
  • 分类号 H02P6/18;H02P6/08;H02K29/00 
  • 专利代理机构 中国专利代理(香港)有限公司 72001 
  • 当前专利状态 发明专利授权公告 
  • 代理人 叶恺东 
  • 有效性 失效 
  • 法律状态 失效
  •  

摘要

一种无电刷直流电机装置,该装置利用变流器(705)、有效值检测电路(706)检测电压反相器(702)的输入电流的有效值,根据从位置检测电路(704)输出的位置信号的周期,检测无电刷直流电机(703)的转速;响应上述输入电流的有效值及转速,将相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为使电机效率几乎成为最大的相位;并生成相对于电压反相器(702)的切换指令。
利用这种结构,响应转子的位置检测信号,在仅用电压反相器来控制施加给无电刷直流电机(703)的电压波形时,能够不增加成本,而且不受负荷条件影响,实现以高效率运转。
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权利要求书


1.一种无电刷直流电机的控制方法,该控制方法包括以下步骤检测由电压反相器(702,802,912)驱动的无电刷直流电机(703,803,913)的转速及转子的位置;响应检测出的转速,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为规定相位,而设定相对于电压反相器(702,802,912)的切换指令;其特征在于,还包括以下步骤:把电压反相器(802,912)的输出电压振幅设定为根据上述检测出的转速确定的规定振幅,同时响应相对于无电刷直流电机(803,913)的转速指令和上述检测出的转速差,将相对于电机反电压的相位设定为规定相位,而且将电压反相器(802,912)的端子电压通电幅按电角度设定成180°,并设定相对于电压反相器的切换指令。
2.根据权利要求1所述的无电刷直流电机的控制方法,其特征在于无电刷直流电机的转子采用永久磁铁配置在转子内部的转子。
3.根据权利要求1所述的无电刷直流电机的控制方法,其特征在于,将一个端部连接电压反相器(912)的各相输出端子的电阻(914u,914v,914w)的另一端部相互连接得到第一中性点电压,同时将无电刷直流电机(913)的各相的定子线圈(913u,913v,913w)的一端相相互连接得到第二中性点电压,根据第一中性点电压和第二中性点电压之差,检测无电刷直流电机(913)转子的磁极位置。
4.一种无电刷直流电机装置,该电机装置检测由电压反相器(702,802,912)驱动的无电刷直流电机(703,803,913)的转速及转子的位置;响应检测出的转速,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为规定相位,而设定相对于电压反相器(702,802,912)的切换指令;其特征在于,它包括:反相器控制装置(806,918),该反相器控制装置把电压反相器(802,912)的输出电压振幅设定为根据上述检测出的转速确定的规定振幅,同时响应相对于无电刷直流电机(803,913)的转速指令和上述检测出的转速差,将相对于电机反电压的相位设定为规定相位,而且将电压反相器(802,912)的端子电压通电幅按电角度设定成180°,并设定相对于电压反相器的切换指令。
5.根据权利要求4所述的无电刷直流电机的控制方法,其特征在于,无电刷直流电机(913)的转子采用永久磁铁配置在转子内部的转子。
6.根据权利要求4所述的无电刷直流电机装置,其特征在于,该电机装置还包括一端连接电压反相器(912)各相的输出端子,而另一端相互连接的电阻(914u,914v,914w);把在电阻(914u,914v,9143w)的另一端得到的第一中性点电压和在无电刷直流电机的各相的定子线圈(913u,913v,913w)相互连接的端部上得到的第二中性点电压作为输入,并输出两中性点电压的电压差的电压差输出装置(915);根据电压差检测无电刷直流电机的转子的磁极位置的转子位置检测装置(917)。
7.根据权利要求4所述的无电刷直流电机装置,其特征在于,将无电刷直流电机装置作为驱动源。
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说明书

技术领域
本发明涉及能以高效率运转的电机装置及电机的控制方法。
背景技术
迄令为止,人们着眼于无二次铜损、理论上可高效率化的优点,研究开发了适用于各个领域的无电刷直流电机并将其实用化。
高效率控制无电刷直流电机的方法大致可分成以下两种。
(i)检测电机电流的瞬时值,使转矩/电流比增大地控制电机电流的方法;(ii)检测电机的转速,根据检测出的转速,控制电压反相器使得相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位成为在最输出附近能够驱动无电刷直流电机的相位的方法。
在上述(i)的方法中,无电刷直流电机采用在转子表面上安装永久磁铁的构成时(称为表面磁铁直流电机),控制的是电机电流,使得与产生转矩无关的d轴电流(与间隙磁通同一方向的电流)成为0(【AC伺服系统的理论和设计的实际】,参照杉村他著,综合电子出版社发行,P.74)。
无电刷直流电机采用在转子内部按埋入的方式安装永久磁铁的构成时(以下称为埋入磁铁直流电机),由于磁铁转矩{与q轴电流(与间隙磁通垂直方向的电流)成正比的转矩}和磁阻转矩(与d、q轴电流的积成正比的转矩)的和成为产生的转矩,因此,通过检测负荷状态(转矩),逐次地进行运算,算出d、q轴电流的最佳值,并使d、q轴电流成为最佳值地控制电机电流(【无电刷直流电机的节能高效率运转法】,森本他著,电学论D,112卷3号,平成4年,特别参照(14)、(15)式)。
该(i)方法,在要求高速转矩响应的地方,例如,在机床、工业用机器人等方面的无电刷直流电机驱动系统中,由于在电压反相器内预先设置瞬时电流检测器,构成高速电流控制系统,因此不必为高效率化而设置特别的装置,能够简单地处理。
构成高速电流控制系统在无电刷直流电机中因为电流响应与转矩响应基本相等,所以可以实现高速转矩响应。
另一方面,在家用电器,例如空调机、洗衣机、清扫器等上的无电刷直流电机系统中,由于采用的是响应检测出的无电刷直流电机的转子的位置信号,仅由电压反相器控制电压波形的简单控制构成,因此,如果采用上述(i)的方法,不但必须新设瞬时电流检测器,而且,在特别采用埋入磁铁DC电机时,由于需要强化控制运算功能,必须将已设的微处理器变更为高性能的微处理器,或必须追加这样的微处理器,这势必导致成本大幅度增加。
考虑到这样的问题,提出了这样的一种方案,在家用电器,例如,空调机、洗衣机、清扫器等上的无电刷直流电机系统中,在根据检测出的无电刷直流电机的转子位置的位置信号,仅由电压反相器控制电压波形的简单控制构成基础上再增加根据无电刷直流电机的转速,将相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定成规定相位以控制电压反相器的结构。
如果采用这种结构,由于不必要瞬时电流检测器、高性能微处理器,因此能够大幅度降低成本。
如上所述,采用根据无电刷直流电机的转速,将相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定成规定相位以控制电压反相器的结构时,仅限于额定点附近的运转能够实现高效率运转。
但是,在上述家用电器中,一般说来,在远离额定点的状态下的运转时间与在额定点附近进行运转的时间相比明显要长。
在前者期间运转中,由于负荷小,即使电压振幅小,电流值也不会下降,流过的电流就会超过必要的电流值,因此,只能以比本来的电机效率(在各负荷条件下的最效率)低的效率运转。
具体地说,在以转速90r.p.s驱动d轴感应电流Ld、q轴感应电流Lq分别设定为6.5mH、15.00mH,反电压系数Ke为0.105Vs/rad的埋入磁铁直流电机,而且将相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位δ分别设定为50°、80°时,从表示相对于电压反相器的线间电压振幅的电机输出特性及电机电流特性的图1中可知,即使同一无电刷直流电机,相位δ设定较大,运转时能够输出很大,但负荷变小时,即使减小电压反相器的线间电压振幅(基本波成分的振幅),电流值几乎不会下降。
另外,通过将负荷设定为10kgf·cm,用手动操作调整相位δ,测定各次转速时的最大电机效率,得到图2中白圈所示的特性,另外,在高负荷(20kgf·cm)时在最佳相位δ处测定各转速低负荷时的电机效率,得到图2中白三角所示的特性。
从图可知,以低负荷运转时,电机效率大幅度下降。
该电机效率的下降使得线圈电阻显著增大。
图3是表示现有无电刷直流电机装置的概要方框图,图4是表示图3中控制电路主要部分的框图。
如图3所示,在现有无电刷直流电机装置中采用的结构是由电压反相器92上的转换器92a将交流电压91转换为直流电压,之后,由反相器本体92b变换成交流电压,并供给无电刷直流电机93,由位置检测电路94检测无电刷直流电机93的转子的磁极位置,根据磁极位置检测信号,由控制电路96生成切换指令,并向该指令输入电压反相器92。
如图4所示,上述控制电路96具有接收根据例如由位置检测电路94输出的磁极位置检测信号的时间间隔而得到的实际转速和转速指令、输出振幅指令的振幅指令输出部96a和读出实际转速并作为地址、输出该相位指令的相位表96b,通过将振幅指令及相位指令输入图中未示出的PWM电路,就能生成切换指令。
上述振幅指令输出部96a算出例如转速指令和实际转速Y的差ΔY,用该ΔY进行的PI运算,算出振幅指令并输出。
其中,Kp、KI是常数,可采用经验值。
因此通过将利用转速指令和实际转速Y的差算出振幅指令及从相位表96b中读出的相位指令输入PWM电路而生成切换指令,能够使实际转速Y接近转速指令,能够使两者一致。
然而,在采用上述无电刷直流电机控制电路时,负荷小时的效率大幅度下降。
另外,在无电刷直流电机的空载时的感应电压成为电压比反相器输出电压振幅大的高速区域(利用定子电枢反作用,抑制电机感电压上升,即进行弱磁通控制的区域)内,将反相器电压定为最大,因此,不可能控制电流使其变成最小。
下面就这一点进行详细说明。
图5表示无电刷直流电机的1相的等价电路,如该图所示,在该等价电路中,相对反相器基本波电压,电机线圈电阻R、q轴上的阻抗Xq及无电刷直流电机的感应电压(正确地说,相对于反电压E,将q轴上的阻抗Xq和d轴阻抗Xd的差和电机电流的d轴成分Id的积相加的电压)按该顺序串联连接。
图5中,j是虚数。
这里,用ω表示反相器基本波频率(在极对数为n的无电刷直流电机中,其转数为ω/n),d-q轴上的电感用Ld、Lq表示,反电压系数用Ke表示,电机电流用I表示,电机电流I的d轴成分、q轴成分分别用Id、Iq表示,输出转矩用T表示,反相器基本波电压V的d轴成分、q轴成分分别用Vd、Vq表示,如果假定电机线圈电阻R比电抗的大小|X|小得多,则得到下列关系式:|I|=(Id2+Iq2)1/2={{(Vd/ω)/Xq}2+{(Vq/ω-Ke)/Xq}2}1/2T=η{E+(Xq-Xd)·Id}·Iq/ω=η{Ke·Iq+(Lq-Ld)·Id·Iq)对于机器常数Ld=6.5mH,Lq=15mH、Ke=0.15V·s/rad的无电刷直流电机,通过使反相器基本波电压振幅|V|{=Vd2+Vq2)1/2变化,分别计算输出转矩、电机电流的振幅,能够得到图6A、6B所示的结果。
这里电机极对数n设定为2,转速设定为90r.p.s.。
从图6A、6B中显示出即使输出转矩T减少,而电机电流振幅增加的相反关系,在负荷小(输出转矩小)时,电机线圈的焦尔损失与大负荷时相比较增大了,这样效率大幅度降低。
另外,由于电机电流振幅负荷小时变大,因此,作为构成电压反相器的切换元件,必须采用电流容量较大的。
此外,由于是通过调整电压反相器的电压振幅(PWM的负载)来控制无电刷直流电机的转速,因此,为了使速度控制系统稳定运行,在加速时,使电压振幅指令不饱和地固定相位,而在稳速时,不能设定使反相器的电压振幅为最大的相位。
换言之,必须经常确保为了调整电压振幅的余量。
因此,在把电压反相器的稳定时的电压振幅固定为最大时,就不能进行使电机电流成为最小的控制。
上述的各种缺陷,无论是永久磁铁配置在转子内部的无电刷直流电机(埋入磁铁电机)、还是永久磁铁配置在转子表面的无电刷直流电机(表面磁铁电机)都会发生。
发明的公开本发明鉴于上述存在的问题,本发明的第一目的在于使得响应位置信号,通过仅由电压反相器来控制电压波形以控制无电刷直流电机型的无电刷直流电机装置,能够不受负荷变动的影响而实现高效率运转,此外,不必附加特别装置,就可扩大运行范围并实现高效率运转,而且,可使电压反相器的切换元件等的电流容量减小。
本发明的另一目的是提供一种防止脱调、同时能以最大效率运转的直流电机装置及交流电机装置。
为了完成本发明的第一目的,本发明提供了一种无电刷直流电机的控制方法,该控制方法包括以下步骤:检测受电压反相器驱动的无电刷直流电机的转速及转子的位置;响应检测出的转速,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为规定的相位,而设定相对于电压反相器的切换指令;其特征在于还包括以下步骤检测电压反相器的输入电流;响应上述检测出的转速及检测出的输入电流,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为基本上使电机效率成最大的相位,而设定相对于电压反相器的切换指令。
实施该控制方法的无电刷直流电机装置具有检测电压反相器的输入电流的检测装置;和响应上述检测出的无电刷直流电机的转速及检测出的输入电流,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为基本上使电机效率成最大的相位,而设定相对于电压反相器的切换指令的反相器控制装置。
如果采用这种构成,通过不仅考虑无电刷直流电机的转速,而且还考虑负荷条件来设定上述反相器输出电压的相位,就能够使无电刷直流电机不受转速、负荷条件的影响而以高效率运转。
如果更详细地说,由于电压反相器的变换效率高,而且适用上述现有方法(ii)的家用电器设定的功率因数较大,因此能够根据电压反相器的输入电流推测无电刷直流电机的有效输出。
而且,按照电压反相器的输入电流通过把反相器输出电压的相位设定为使电机效率成最大的相位,而设定相对于电压反相器的切换指令,这样能够不受负荷条件的影响地使无电刷直流电机以高效运转。
此外,不必检测瞬时电流值,也不必响应瞬时电流对电流进行控制,这样就不需要设置瞬时电流检测装置,能够大幅度地抑制成本上升。
在一个实施例的无电刷直流电机装置中,采用的上述反相器控制装置还具有保持通过预测得到的、能够相对于上述转速及输入电流得到最大效率的相位的相位保持装置;该控制装置响应检测出的转速及检测出的输入电流,从相位保持装置中把该相位作为使上述电机效率几乎成最大的相位读出,并设定相对于电压反相器的切换指令。
在其它的实施例中,采用的上述反相器控制装置还具有值保持装置和线性近似装置,该值保持装置把规定通过预测得到的、能够相对于上述转速及输入电流得到最大效率的相位变化特性的值进行保持,线性近似装置根据值保持装置中保持的值,使相位线性近似;该控制装置响应检测出的转速及检测出的输入电流,把该相位从相位保持装置中读出,把通过线性近似装置线性近而得到的相位作为使上述电机效率成最大的相位,并设定相对于电压反相器的切换指令。
在一个实施例的控制方法中,把比以最大效率驱动无电刷直流电机的相位只导前规定值的相位作为使上述电机效率几乎成为最大的相位。
在实施这种方法的控制装置中,上述反相器控制装置还具有把使电机效率成为最大的相位只导前规定值的设定相对于电压反相器的切换指令。
如果采用这种结构,能够几乎不随效率下降而提高输出上限值,而且存在因输入电流的检测滞后、负荷变化加快、不能对相位适当控制而使无电刷直流电机失速的情况,如上所述,随着提高输出的上限值,能够不使无电刷直流电机失速地使其继续运行。
即,基本能够不使效率下降,并提高可靠性。
本发明提供一种无电刷直流电机的控制方法,该控制方法包括以下步骤检测由电压反相器驱动的无电刷直流电机的转速及转子的位置;响应检测出的转速,为了把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定为规定的相位,而设定相对于电压反相器的切换指令,其特征在于,还包括以下步骤把电压反相器的输出电压振幅设定为根据上述检测出的转速确定的规定振幅,同时响应相对于无电刷直流电机的转速指令和上述检测出的转速差,将相对于电机反电压的相位设定为规定相位,而且将电压反相器的端子电压通电幅按电角度设定成180°,并设定相对于电压反相器的切换指令。
为了实施该控制方法,本发明的无电刷直流电机装置具有以上述方法设定相对于电压反相器的切换指令的反相器控制装置。
根据本发明,不需要如通过调整电压反相器的输出电压振幅来控制转速时那样的用于调整输出电压振幅的余量,通过把电压反相器的输出电压振幅固定为最大,并对转速进行控制,能够扩大运行范围。
另外,通过使输出转矩减少,可以减少电机电流振幅,因此可以大幅度地提高负荷小时的效率。
随着减小电机电流振幅,就可以减小电压反相器的切换元件等的电流容量。
此外,由于电压反相器的通电幅是电气角180°,因此能够使无控制期间成为0°电角度。
其结果是增大了电机端子电压,扩大了运行范围,另外可以增大电机端子电压,所以可以抑制电机电流的增加量,进而能够抑制由电机线圈引起的焦尔损失的增加,提高无电刷直流电机的效率,这样能够使电流相对于安装在无电刷直流电机转子上的永久磁铁的电角度180°的范围朝希望的方向流过,而且通过抑制磁通利用率的下降,可以提高无电刷直流电机的效率。
在一实施例中,无电刷直流电机的转子采用永久磁铁配置在转子内部的转子。
此时,通过不仅是磁铁引起的转矩还有是磁阻引起转矩,都不会增加电机电流,因此能够增大全部产生的转矩。
与表面磁铁电机相比,能够增大电机线圈的感应电流(增大弱磁通的作用),能够实现比表面磁铁电机更高的速运转。
由于电机线圈的感应电流增大,因此能够减小由反相器低频成分引起的电流脉动,而且能够减小转矩脉动。
在一个实施例的无电刷直流电机控制方法中,将一个端部连接电压反相器的各相输出端子的电阻的另一端相互连接得到第一中性点电压,同时将无电刷直流电机的各相的定子线圈的一端相互连接得到第二中性点电压,根据第一中性点电压和第二中性点电压之差,检测无电刷直流电机转子的磁极位置。
为了实施该方法的无电刷直流电机装置还包括一端连接电压反相器各相的输出端子、而另一端相互连接的电阻;把在电阻的另一端得到的第一中性点电压和在无电刷直流电机的各相的定子线圈相互连接的端部上得到的第二中性点电压作为输入、并输出两中性点电压的电压差的电压差输出装置;根据电压差检测无电刷直流电机的转子的磁极位置的转子位置检测装置。
如果采用这种结构,不受转速(但停止时除外)、通电幅度、电流振幅的限制,而且特别是不设检测转子的磁极位置的传感器,也能检测出转子的磁极位置。
在将上述任何一个实施例所涉及的无电刷直流电机装置作为驱动源用于电器中时,在要求扩大作为驱动源的无电刷直流电机的运转范围时不必使驱动源大型化就可扩大运转范围,同时在要求作为驱动源的无电刷直流电机高效率化时能够降低电力消费。
本发明提供一种电机装置,该装置具有转子、带电枢线圈的定子、向上述电枢线圈施加的电压曲线的反相器,其特征在于,还具有根据上述电枢线圈的中性点电压、控制反相器的输出以便达到规定的效率(所希望的最高效率)的控制装置。
如果采用这种结构,例如上述电枢线圈的中性点电压和电机效率之间具有相关关系,上述中性点的电压为规定的电平时,电机成为规定的效率,而中性点的电压为最小时,电机的效率成为最大,上述控制装置根据电枢线圈中性点的电压,控制上述反相器的输出相位或电压,使电机以所期望的效率运转。
而且,通过利用相对于电机效率的电枢线圈的中性点电压的特性,根据上述中性点的电压控制反相器的输出,就能够使电机以任意的效率运转。
在上述电枢线圈的中性点电压的电平达未达到某个值时,就会脱调,只要通过控制反相器的输出,使得中性点电压的电平达到某个值,就能够防止脱调。
在一个实施例中,上述电枢线圈是3相连接成Y型;并具有相对于上述电枢线圈按并联状态3相连接成Y型的电阻电路,检以及测上述转子和上述定子之间的相对旋转位置、并输出位置信号的旋转位置检测装置。
上述控制装置具有电平判断装置和相位修正装置。
电平判断装置判断表示上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号的电平与目标值(所希望的,得到最高效率的目标值)处于什么样的关系。
相位修正装置根据上述电平判断装置的判断结果,调整从上述位置信号到切换上述电压的曲线之前的时间,以便使上述电位差信号的电平成为上述目标值。
上述反相器根据代表由上述相位修正装置的相位修正后的上述电压曲线的信号,切换施加到电枢线圈上的电压曲线。
因此,通过将判断上述电位差信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电平,就能够使电机以任意效率运转。
另外,通过将上述电压曲线从导前相位慢慢地调整至延迟相位,并以所希望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
在另外的实施例中,上述控制装置具有电平判断装置和相位修正装置。
电平判断装置判断把代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号进行积分的积分信号的电平与目标值(所希望的,得到最高效率的目标值)处于什么样的关系。
相位修正装置根据上述电平判断装置的判断结果,调整从上述位置信号到切换上述电压的曲线之前的时间,以便使上述积分信号的电平成为上述目标值。
上述反相部根据代表由上述相位修正装置的相位修正后的上述电压曲线的信号,切换施加到电枢线圈上的电压曲线。
因此,通过将判断上述积分信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电平,就能够使电机以任意效率运转。
另外,通过积分电位差信号而得到上述积分信号,在即使运转频率变化,在所希望效率点处的积分信号的电平成基本一定时,再判断电位差信号的电平,就能够更容易地使电机以规定的效率运转。
通过将上述电压曲线从导前相位慢慢地调整至延迟相位,并以所希望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
在一实施例的电机装置中,上述电枢线圈是3相连接成Y型的;并具有相对于上述电枢线圈以并联状3相连接成Y型的电阻电路;上述控制装置具有电平判断装置和相位修正装置。
电平判断装置判断表示上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号的电平与目标值(所希望的,得到最高效率的目标值)处于什么样的关系。
相位修正装置根据上述电平判断装置的判断结果,修正上述反相器的输出电压以便使上述电位差信号的电平成为上述目标值。
因此,通过将判断上述电位差信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电平,就能够使电机以任意效率运转。
另外,通过将上述反相器的输出电压从比峰值效率点处的输出电压更低的电压慢慢地调整到高电压,并以所希望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
在一实施例中,上述控制装置具有电平判断装置和相位修正装置。
电平判断装置判断把代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号进行积分的积分信号的电平与目标值(所希望的,得到最高效率的目标值)处于什么样的关系。
相位修正装置根据上述电平判断装置的判断结果,修正上述反相器的输出电压以便使上述积分信号的电平成为上述目标值。
如果采用这种结构,通过将判断上述积分信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电平,就能够使电机以任意效率运转。
另外,由于通过积分电位差信号而得到上述积分信号,所以即使运转频率变化,在所希望效率点处的积分信号的电平成基本一定时,再判断电位差信号的电平,就能够更容易地使电机以规定的效率运转。
另外,通过将上述反相器的输出电压从比峰值效率点处的输出电压更低的电压慢慢地调整到高电压,并以所希望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
本发明提供一种电机装置,该电机装置具有带多极磁铁的转子,具有3相Y型连接的电枢线圈的定子,相对于上述电枢线圈以并联状态3相连接成Y型的电阻电路,检测代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位信号、并根据该电位差信号检测上述转子和上述定子的相对旋转位置、并输出位置信号的旋转位置检测装置;根据上述旋转位置检测装置的上述位置信号、切换施加给上述电枢线圈的电压的曲线的反相器,其特征在于还具有对来自上述旋转位置检测装置的上述电位差信号进行积分,并输出积分信号的积分装置,接收来自上述积分装置的积分信号,判断上述积分信号的电平与目标值(所期望的最大效率时的积分信号的电平)处于什么样的关系的电平判断装置;根据上述电平判断装置的判断结果、调整从上述位置信号到切换上述电压曲线之前的时间、以便使来自上述积分装置的上述积分信号的电平成为上述目标值的相位修正装置。
在本电机装置中,上述反相器根据代表由上述相位修正装置进行相位修正后的上述电压的曲线的信号,切换施加给电枢线圈的电压曲线。
因此,通过将判断上述积分信号的电平的目标值设定为所希望效率时的积分信号的电平,而能使电机以任意效率运转。
另外,通过把上述电压的曲线从导前相位慢慢地调整到延迟相位,并以所期望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
本发明提供一种电机装置,该电机装置具有带多极磁铁的转子,具有3相Y型连接的电枢线圈的定子,相对于上述电枢线圈以并联状态3相连接成Y型的电阻电路,输出施加给上述电枢线圈的电压的反相器,其特征在于还包括积分代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号、并输出积分信号的积分装置,接收来自上述积分装置的积分信号,判断上述积分信号的电平与目标值(期望的最大效率时的积分信号的电平)处于什么样的关系的电平判断装置;根据上述电平判断装置的判断结果、修正上述反相器的输出电压以便使来自上述积分装置的上述积分信号的电平成为上述目标值的电压修正装置。
如果采用本结果,通过将判断上述积分信号的电平的目标值设定为所希望效率时的积分信号的电平,就可以使电机以任意效率运转。
另外,通过把上述反相器的输出电压从比峰值效率点处的输出电压低的电压慢慢地调整成为高电压并以所期望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
将上述电平判断装置的上述目标值设定为最大效率时的上述积分信号的电平时,上述相位修正装置调整上述反相器的输出,以便使采自积分装置的积分信号的电平成为目标值,即以最大效率使电机运转。
因此,能够使电机以最大效率运转。
本发明提供一种电机装置,该电机装置具有带多极磁铁的转子,具有3相Y型连接的电枢线圈的定子,相对于上述电枢线圈以并联状态3相连接成Y型的电阻电路,检测代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位信号、并根据该电位差信号检测上述转子和上述定子的相对旋转位置、并输出位置信号的旋转位置检测装置,根据上述旋转位置检测装置的上述位置信号、切换施加给上述电枢线圈的电压曲线的反相器,其特征在于还包括接收来自上述旋转位置检测装置的上述电位差信号,判断上述电位差信号的电平与目标值(所期望的最大效率时的电位差信号的电平)处于什么样的关系的电平判断装置;根据上述电平判断装置的判断结果、调整从上述位置信号到切换上述电压曲线之前的时间、以便使上述电位差信号的电平成为上述目标值的相位修正装置。
如果采用这种结构,通过将判断上述电位差信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电位差信号的电平,就能使电机以任意效率运转。
另外,通过把上述电压曲线从导前相位慢慢地调整到延迟相位,并以所期望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
本发明提供一种电机装置,该电机装置具有带多极磁铁的转子,具有3相Y型连接的电枢线圈的定子,相对于上述电枢线圈以并联状态3相连接成Y型的电阻电路,输出施加给上述电枢线圈的电压的反相器,其特征在于还包括判断代表上述电枢线圈的中性点和上述电阻电路的中性点的电位差的电位差信号的电平与目标值(所期望的最大效率时的电位差信号的电平)处于什么样的关系的电平判断装置;根据上述电平判断装置的判断结果、修正上述反相器的输出电压以便使上述电位差信号的电平成为上述目标值的电压修正装置。
如果采用本结构,通过将判断上述信号的电平的目标值设定为所希望效率时的电平信号的电平,就能使电机以任意效率运转。
另外,通过把上述反相器的输出电压从比峰值效率点处的输出电压低的电压慢慢地调整成为高电压并以所期望的效率运转,因为不能在从峰值效率点存在于延迟相位侧的脱调区域内调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
将上述电平判断装置的上述目标值设定为最大效率时的上述电位差信号的电平时,上述相位修正装置调整上述反相器的输出,以便使电位差信号的电平成为目标值,即以最大效率使电机运转。
因此,能够使电机以最大效率运转。
附图的简单说明图1是表示相对于电压反相器的线间电压振幅的电机输出、电机电流特性的示意图。
图2示出了用手动操作方式来调整相位,测定各转速时的最大电机效率的结果和在高负荷时最佳相位处测定各速度时的低负荷时的电机效率的结果的示意图。
图3是概要地表示已有无电刷直流电机装置的方框图。
图4示出了图3的无电刷直流电机装置的控制电路的一部分的方框图。
图5示出了无电刷直流电机的1相分等价电路。
图6A、6B分别表示转矩-相位特性和电流振幅-相位特性。
图7概要地示出了本发明的无电刷直流电机装置的第一实施例的方框图。
图8示出了由切换指令控制的电压反相器的线间输出电压及在对应的线间的电机反电压的示意图。
图9示出了各转速时的输入电流的有效值和最佳(得到无电刷直流电机的最大效率)相位的关系。
图10是示出了图7的无电刷直流电机装置的控制电路的变形例的主要部分的方框图。
图11是示出了图7的无电刷直流电机装置的控制电路的变形例的主要部分的方框图。
图12示出了在最佳相位附近的电机效率特性的示意图。
图13概要地示出了本发明的无电刷直流电机装置的第二实施例的方框图。
图14是示出了图13的无电刷直流电机装置的控制电路的一部分的方框图。
图15A、15B分别表示转矩-相位特性和电流振幅-相位特性。
图16示出了由第二实施例的控制电路驱动埋入磁铁电机时和由已控制电路驱动这种电机时的运行区的示意图。
图17示出了由第二实施例的控制电路驱动埋入磁铁电机时和由已控制电路驱动这种电机时的效率-转速特性的示意图。
图18是概要地示出了本发明的无电刷直流电机装置的第三实施例的方框图。
图19示出了图18的微处理器的内部构成的示意图。
图20是详细说明图19所示的中断处理A的流程图。
图21是详细说明图19所示的中断处理B的处理内容的流程图。
图22示出了图18的无电刷直流电机装置的各部分的信号波形、处理内容。
图23示出了用于说明由图18的无电刷直流电机装置中的放大器、积分器及零交叉比较器进行的位置检测动作的各部分的信号波形。
图24是本发明的第四实施例的无电刷直流电机装置的构成图。
图25是图24的无电刷直流电机装置的电平检测器的电路图。
图26是图24的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
图27示出了利用图25所示的电平检测器时的各部分的信号。
图28示出了图24的无电刷直流电机装置的各部分的信号。
图29、30、31示出了图24所示的微计算机的中断处理1的流程图。
图32示出了通过图24所示的微计算机的相位修正用计时器的时间中断进行中断处理2的流程图。
图33是关于电位差信号和积分信号的特性进行实验的无电刷直流电机的构成图。
图34是图33的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
图35示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使运转频率一定而改变负荷时相对于相位修正角的电机效率的特性。
图36示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使运转频率一定而改变负荷时相对于相位修正角的电位差信号的特性。
图37示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使运转频率一定而改变负荷时相对于相位修正角的积分信号的特性。
图38示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使负荷一定而运转频率改变时相对于相位修正角的电机效率的特性。
图39示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使负荷一定而改变运转频率时相对于相位修正角的电位差信号的特性。
图40示出了在图33的无电刷直流电机装置中,使负荷一定而改变运转频率时相对于相位修正角的积分信号的特性。
图41示出了图33的无电刷直流电机装置的旋转位置检测器的积分器的相对于标准频率的振幅特性。
图42示出了图33的无电刷直流电机装置的旋转位置检测器的积分器的相对于标准频率的相位特性。
图43是本发明的第五实施例的无电刷直流电机装置的主要部分构成图。
图44是图43所示的微计算机的方框图。
图45示出了在图43的无电刷直流电机装置中,使频率一定而改变负荷时相对于相位修正角的积分信号的特性。
图46示出了在图43的无电刷直流电机装置中,使负荷一定而改变频率时相对于相位修正角的积分信号的特性。
图47是本发明第六实施例的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
图48是本发明第七实施例的无电刷直流电机装置的构成图。
图49是图48的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
图50是图48的无电刷直流电机装置的电平检测器的电路图。
图51是示出图49所示的微计算机的中断处理11的流程图。
图52是示出了第七实施例的无电刷直流电机装置的各部分的信号示意图。
图53是本发明第八实施例的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
图54是第八实施例的无电刷直流电机装置的电平检测器的电路图。
图55是示出了第八实施例的无电刷直流电机装置的各部分的信号示意图。
图56、57、58是示出了图53的微计算机的中断处理221的流程图。
图59A、59B分别示出了图53的微计算机的中断处理22和中断处理23的流程图。
图60是本发明的第九实施例的交流电机装置的构成图。
图61是上述交流电机装置的微计算机的概要方框图。
图62示出了进行图61的微计算机的电压控制的中断处理31的流程图。
图63示出了相对于上述交流电机装置的反相器频率的反相器输出电压特性的图。
图64示出了在上述交流电机装置的电压控制中反相器电压和中性点电压的状态迁移。
图65示出了相对于上述交流电机装置的反相器输出线间电压的交流电机效率及中性点电压有效值的特性。
图66是其它旋转位置检测器的电路图。
图67是另一个旋转位置检测器的电路图。
图68是另一个旋转位置检测器的电路图。
图69示出了使用旋转编码器的旋转位置检测器。
图70是表示在无电刷直流电机的运转频率和转矩的关系中压缩机的运转区的示意图。
下面,根据附图详细说明本发明的实施例。
实施例1图7是简要地表示本发明无电刷直流电机装置的一个实施例方框图。
该无电刷直流电机装置将来自交流电源701的输出电压加到电压反相器702上,并将来自电压反相器702的输出电压加到无电刷直流电机703上。
该电机装置具有由位置检测电路704、变流器705、有效值检测电路706和控制电路707。
其中,位置检测电路704接收无电刷直流电机(以下仅称为电机)703的端子间电压来检测电机703的转子位置;变流器705检测电压反相器702的输入电流;有效值检测电路706接收由变流器705输出的电流检测信号,检测上述输入电流的有效值;控制电路707接收由位置检测电路704输出的位置检测信号和由有效值检测电路706输出的有效值检测信号,并生成切换指令,然后输入上述电压反相器702。
上述控制电路707接收由位置检测电路704输出的位置检测信号而算出电机反电压的相位,并同时算出位置检测信号的周期,根据该周期再算出电机703的转速,根据算出的周期和转速,把相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位设定成能够使电机以在该条件的最大效率下转动的规定相位,然后生成能够实现该相位的切换指令,并输入电压反相器702。
当然,该切换指令以能够实现对应于通过将例如速度指令和实际速度的差进行PI控制而得到的电压振幅指令的线间电压方式生成。
图8是表示通过上述切换指令控制的电压反相器702的线间输出电压基本波(参照图8中的A)及在对应线间的电机反电压(参照图8中的C)的图,图8中C上所示的δ是上述规定的相位。
另外,图8中B表示电压反相器702的切换波形。
在该实施例的情况下,在使电机703转动期间,由有效值检测电路706检测电压反相器702的输入电流的有效值,同时由位置检测电路704检测电机703的转子位置,然后将检测信号输入控制电路707。
在控制电路707中,算出位置检测信号的周期,根据该算出的周期,计算出转速。
上述控制电路707根据算出的转速及上述输入电流的有效值,设定在该条件下以最大效率使电机转动的相对于电机反电压的相位的反相器输出电压的相位δ,然后生成能够实现该反相器输出电位的相位δ的切换指令,并输入电压反相器702。
这样,就能够使电机703在把相对于电机反电压的相位的电压反相器702的输出电压的相位设定为上述相位δ的状态下转动,并可以使电机效率为在该负荷条件下的最大效率。
因此,既不需要瞬时电流检测器,也不需要根据瞬时电流进行电流控制的控制装置。
而且,因为变流器705和有效值检测电路706作为保护装置预先安装在无电刷直流电机装置内,所以能够防止成本增加。
上述控制电路707最好是对应例如电机703的转速fm和电压反相器702的输入电流的有效值I、预先把上述反相器输出电压的相位δ的值作为最佳相位进行测定、并把该测定到的结果作为例如表1所示的图表进行保持的装置。
在该情况下,可根据上述转速和输入电流的有效值,从图表中读出该最佳相位。
表1如果采用这样构成的控制电路707,能够不受负荷变动的影响,实现图2的白圈所示的电机效率。
图9示出了各转速时的输入电流的有效值I和最佳相位δ的关系,从图中可知,最佳相位δ基本上与输入电流的有效值成正比。
因此,输入电流的有效值I和最佳相位δ成线性近似关系(或成多项式近似关系),能够通过近似运算,计算出与任意的输入电流的有效值I对应的最佳相位δ。
具体地说,例如如图10所示,在上述控制电路707中作为近似的常数表707a具有对应于转速fm和输入电流的有效值I的线段的斜率a(fm,I)及截距b(fm,I),同时还设有以从常数表707a中读出的斜率a和截距b为依据,进行δ=a×I+b的运算,算出最佳相位δ的最佳相位运算部707b。
转速fm和输入电流的有效值I输入上述常数表707a中,并将相应的常数a、b输入最佳相位运算部707b。
上述常数a、b和输入电流的有效值I都将输入上述最佳相位运算部707b内。
另外,由上述最佳相位运算部707b计算出的最佳相位δ作为时间值输入相位修正计时器707d,从相位修正计时器707d输出的超时信号输入反相器模式选择部707e。
反相器模式选择部707e从存储器707f中读出相应的电压曲线,经PWM变调器707g,将切换指令输入电压反相器702。
将采用表1中的图表而使电机703转动和采用图10的构成使电机703转动时的电机功率进行比较,结果是两者的电机功率基本相等,本实施例的控制在电机703加减速时,虽然因有效值检测电路706中的时间常数的影响不一定保证高效率,但与加减速运转时间比较,在运转时间较长的稳定运转时,因能够以如上所述的高效率运转,所以与采用上述的已有方法(ii)的情况相比,能够显著地提高运转效率。
图11是表示第一实施例的无电刷直流电机装置的控制电路的变形例的主要部分的方框图,该控制电路具有为把由上述最佳相位运算部707b得到的最佳相位δ只前进规定相位(例如,大约数度),而在最佳相位δ上增加规定的常量得到新的相位δ’的相位修正部707c。
根据新的相位δ’生成切换指令。
而其它部分的构成与上述第一实施例的相同,此处予以省略。
在该变形例中,通过使最佳相位只前进到规定相位,就可利用电压振幅增加可控制的电流,从而能够增加电机703的最大输出。
而且,即使在有效值检测电路706的反应滞后(0.1至数秒)、负荷比其更快地变动、比与最佳相位δ对应的最大输出更大的情况下,如果不超过上述增加的最大输出,也能够预先防止电机703的失速。
结果是能够提高无电刷直流电机的控制的可靠度。
由于设定了与最佳相位δ不同的δ’,也许电机效率存在下降的现象,但在最佳相位δ附近的电机效率特性是如图12所示,即使相位前进数度,电机效率的下降并不明显(1%以下)。
而且,能够提高可靠性且电机效率不下降。
(第二实施例)图13是概要地表示本发明的无电刷直流电机装置的第二实施例的框图。
交流电源801的输出电压由电压反相器802内的转换器802a变换成直流电压之后,输入电压反相器802的反相器本体802b内,把反相器本体802b的输出电压输入无电刷直流电机803。
该电机装置具有位置检测电路804和控制电路806。
其中,位置检测电路804接收无电刷直流电机(以下简称为电机)803的端子间电压来检测电机803的转子的位置;控制电路806接收由位置检测电路804输出的位置检测信号和从外部提供的转速指令值,生成切换指令,然后供给上述电压反相器802的反相器本体802b。
上述控制电路806接收由位置检测电路804输出的位置检测信号并算出电机反电压的相位,同时算出位置检测信号的周期,根据该周期再算出电机803的转速,根据算出的周期和转速及转速指令,把相对于电机反电压的相位设定成能够使电机以在该条件下的最大效率转动的规定相位,在能够实现该相位的同时,把电气通电幅度设定为180°,根据上述算出的转速,成对应于转速实现唯一确定的输出电压振幅而生成切换指令,并供给电压反相器802。
图14是表示上述控制电路806的一部分的方框图,该控制电路806具有振幅表806a和相位指令值计算部806b,振幅表806a输入电机803的转速(读出地址),并输出规定的输出电压振幅,相位指令值计算部806b输入上述转速及转速指令,进行的PI运算,算出相位指令并输出。
将上述输出电压振幅和相位指令值供给图中未示出的PWM电路。
上式中,是转速指令,Y是转速,ΔY是转速指令和转速之差,Kp、KI是常数。
转速Y是位置检测信号的周期X的倒数。
这里,虽然振幅表806a的检查在每一个由相位指令值计算部806b算出相位指令的周期内进行,但也可以例如与电机803的转速变化的时间一致地进行振幅表806a的检查。
在该实施例的情况下,在使电机803转动期间,由位置检测电路804检测电机803的转子位置,然后将检测信号输入控制电路806。
在控制电路806中,算出位置检测信号的周期,根据算出的周期,再计算出转速。
上述控制电路806,根据算出的转速及转速指令,设定在该条件下以最大效率使无电刷直流电机转动的相对于电机反电压的相位,实现该相位的同时,把电气通电幅度设定为180°,并且根据上述算出的转速,相对于转速,生成为实现唯一确定的规定输出电压振幅的切换指令,并输入电压反相器802。
其结果是能够将相对于电机反电压的电压反相器802的输出电压的相位设定为上述相位,而且能够在把输出电压振幅相对于转速设定为唯一确定的规定的输出电压振幅的状态下使电机803转动,这样可以使电机效率成为在该负荷下的最大效率。
另外,在电机空载时的反电压大于电压反相器的输出电压振幅的高速区,能够最大地确定反相器的输出电压振幅并使电机转动,这样可扩大运转范围。
当然,在该状态下,还可将电机电流控制为最小。
图15A是表示在把电压反相器802的输出电压基本波振幅|V|设定为等于转速ω和反电压系数Ke的积的状态下转矩-相位特性的示意图,所说电压反相器驱动d轴电感Ld、q轴电感Lq分别为6.5mH,15.0mH、反电压系数Ke为0.15V·s/rad,极对数n为2的埋入磁铁电机,图15B是表示在把电压反相器802的输出电压基本波振幅|V|设定为等于转速ω和反电压系数Ke的积的状态下电流振幅-相位特性的图,从图中可知,只要增加相位,就可增加转矩和电流振幅,反之,只要减少相位,就能减少转矩和电流振幅。
此处,相位用tan-1(Vq/Vd)表示,而转矩T和电机电流振幅可同时用上式表示。
如果将由本实施例的控制装置来驱动d轴电感Ld、q轴电感Lq分别设定为6.5mH、15.0mH,反电压系数Ke为0.15V·s/rad,极对数为2的埋入磁铁电机的情况和由已有控制装置驱动这种电机的情况的运转区进行比较,比较结果如图16所示(图中,实线和虚线分别表示由本实施例的控制装置驱动的情况和由图所示4的已有控制装置驱动的情况),从图16中可知,利用本实施例的控制装置驱动无电刷直流电机,可将运转区扩大至高速侧。
而已有的控制装置,考虑到控制安全系数,设计的控制系统要使得稳定时(高速时)的反相器最大电压与本实施例的控制装置相比要低约10%。
此外,图17是表示由本实施例的控制装置驱动d轴电感Ld、q轴电感Lq分别为6.5mH、15.0mH,反电压系数Ke为0.15V·s/rad,极对数n为2的埋入磁铁电机和由图4所示已有控制装置驱动这种电机的效率-转速特性示意图,图17中A表示在将负荷转矩设定为20kgf·cm的情况下由本实施例的控制装置驱动的情况和由已有控制装置驱动的情况(为使在负荷转矩为20kgf·cm时的效率相等,在本实施例的控制装置中固定电压振幅,而在已有的控制装置中固定相位),图17中B表示在将负荷转矩设定为10kgf·cm的情况下由本实施例的控制装置驱动的情况,图17中C表示在将负荷转矩设定为10kgf·cm的情况下由已有控制装置驱动的情况。
从该图可知,当负荷转矩减小时,在已有控制装置驱动的情况下,效率大幅度下降,而在本实施例的控制装置驱动的情况下,必要的电机电流与负荷转矩一起减少,随之因为线圈中的焦耳损失也减少,所以效率有一定程度的提高。
此外,因为在弱磁通控制装置区域,能够实现使电压反相器的输出电压振幅为最大的高效率运转,由于只增加效率而电机电流变小,所以电压反相器802的切换元件等的电流容量出现剩余,进而能扩大运转范围。
相反,在利用电流容量的余量不扩大运转范围的情况下,能够采用电流容量只小上述余量的切换元件等,这样能够减少成本。
当然,为了进行上述控制,不必附加特别的装置,这样能够防止成本上升。
(实施例三)图18是概要地表示本发明无电刷直流电机装置的第三实施例的方框图,图19是表示图18的微处理器918的内部构成的图。
该无电刷直流电机装置,在直流电源911(串联连接彼此相等的起电压的直流电源,同时将两者的接点接地)的端子间分别串联连接三对开关晶体管912u1、912u2;912v1、912v2;912w1、912w2以构成反相器912;分别将各对开关晶体管的接点电压施加到无电刷直流电机(以下仅称为电机)913的、Y型连接的各相定子线圈913u、913v、913w上。
另外也将各对开关晶体管的接点电压施加到Y型连接的电阻914u、914v、914w上。
环流用二极管912u1d、912u 2d;912v1d、912v2d;912w1d、912w2d分别连接在开关晶体管912u1、912u2;912v1、912v2;912w1、912w2的集电极一发射极端子之间。
913e表示电机913的转子。
字母u、v、w分别对应电机913的u相、v相、和w相。
上述Y型连接的定子线圈913u、913v、913w的中性点913d的电压通过电阻915a供给放大器915的反转输入端子,Y型连接的电阻914u、914v、914w的中性点914d的电压没有改变地供给放大器915的非反转输入端子。
通过将电阻915b连接在放大器915的输出端子和反转输入端子之间,就可使其起到差动放大器的作用。
从放大器915的输出端子输出的输出信号供给串联连接电阻916a和电容器916b的积分器916。
来自积分器916的输出信号(电阻916a和电容器916b的接点电压)馈给零交叉比较器917的非反转输入端子,而中性点913d的电压供给其反转输入端子。
而且,从零交叉比较器917的输出端子输出磁极位置检测信号。
换言之,由上述差动放大器、积分器916及零交叉比较器917构成检测电机913的转子913e的磁极位置的位置检测器。
但也可以采用由回转编码器等构成的位置检测器来代替这种动构的位置检测器。
由位置检测器输出的磁极位置检测信号供给微处理器918的外部插入端子。
在微处理器918中,由供给外部插入端子的磁极位置检测信号对相位修正计时器918a和周期测定计时器918b进行中断处理(中断处理A参照图20)。
由后述的时间值运算部919a设定相位修正计时器918a的时间值。
周期测定计时器918b向包含在CPU919内的位置信号周期运算部919b提供时间值。
该位置信号周期运算部919b例如以对应于电气角60°时的时间值为基准算出每1°电气角的时间值。
相位修正计时器918a向包含在CPU919内的180度通电反相器模式选择部919c提供超时信号,并进行中断处理(中断处理B,参照图21)。
180度通电反相器模式选择部919c从存储器918c中读出该电压曲线并输出。
在CPU919中,位置信号周期运算部919b根据时间值进行运算,并输出位置信号周期信号,将此信号输入时间值运算部919a和速度运算部919e。
时间值运算部919a根据来自位置信号周期运算部919b的位置信号周期信号和来自后述的相位指令运算部919f的差速,算出相位修正计时器918a中应该设定的时间值。
速度运算部919e以来自位置信号周期运算部919b的位置信号周期信号为依据,算出现在的速度,并根据现在速度,输出电压指令(输出电压振幅指令);同时将现在速度供给相位指令运算部919f。
速度指令也供给相位指令运算部919f,该运算部根据速度指令和来自速度运算部的现在速度,通过如上所述的例如PI运算来算出相位指令,然后输入上述时间值运算部919a。
把由上述180度通电反相器选择部919c输出的电压曲线和由速度运算部919e输出的电压指令输入PWM(脉冲调幅)调制部918d,分三相输出PWM调制信号。
该PWM调制信号输入基极驱动电路920,基极驱动电路920向上述开关晶体管912u1、912u2;912v1、912v2;912w1、912w2的各自的基极端子输出应提供的控制信号。
在以上的说明中,CPU919中所含的各构成部分仅仅是表示了能够完成这些功能的构成部,在CPU的内部这些构成部不一定以能够明确认识的状态存在。
表2示出了与反相器模式对应的电压曲线。
但是,电压曲线由各开关晶体管912u1、912u2;912v1、912v2;912w1、912w2的开-关状态示出,‘1’对应于开状态,‘0’对应于关状态。
下面对照图22所示的波形图,说明图18的无电刷直流电机驱动控制装置的动作。
图22中,如(A),(B),(C)所示,由于无电刷直流电机的u相、v相、w相感应电压Eu、Ev、Ew以相位依次错位120°的状态变化,因此从放大器915输出的信号Vnm如图22中的(D)所示的变化,经积分器916后该信号的积分波形∫Vnmdt如图22中(E)所示变化。
由于该积分波形供给零交叉比较器917,在积分波形的零交叉点上上升或下降的激磁切换信号如图22中(F)所示输出。
通过该激磁信号切换信号的上升和下降进行中断处理A,相位修正计时器918a开始计时{对照图22中(G)的箭头的起点(黑圈)}。
该相位修正计时器918a由于是通过时间值运算部919a设定时间值,因此在仅设定的时间值进行计时动作的时间点上超时{参照图22中(G)的箭头的终点}。
相位修正计时器918a每发生一次超时,就进行中断处理B,180度通电反相器模式选择部919c使反相器模式进一步。
即,如图22中(N)所示,反相器模式按‘1’‘2’‘3’‘4’‘5’‘0’‘1’‘2’…的顺序选择。
由于相位修正计时器918a的超时而使反相器模式进一步,因此与各反相器模式相对应,开关晶体管912u1、912u2;912v1、912v2;912w1、912w2的开-关状态按图22中的(H)-(M)所示进行控制。
其结果是能够驱动在把通电期间设定为180°的状态下的无电刷直流电机913,而且能够使电压反相器电压的相位比电机感应电压超前。
由相位修正计时器918a控制电压反相器电压的相位超前量。
图20是详细说明上述中断处理A的处理内容的流程图,由位置检测器的磁极位置检测信号的上升沿、下降沿各自接受外部中断处理要求。
在步骤SP1中,根据由位置信号周期运算部919b得到的位置信号周期信号及由位置指令运算部919f得到的差速,计算相位修正计时器918a的值,在步骤SP2中,对相位修正计时器918a设定修正时间值,在步骤SP3中,使相位修正计时器开始计时。
在步骤SP4中,使在上次中断处理A中开始的周期测定计时器中止计时,在步骤SP5中,读取周期测定计时值(存储)。
但是,该步骤SP4、SP5的处理由于是用于检测磁极切换信号的上下沿的周期的处理,在读取周期测定时间值后,为了下次的周期测定,马上复位周期测定时间,并开始计时。
在步骤SP6中,运算存储的位置信号周期(例如,算出每1°电气角的计数),在步骤SP7中,依据位置信号周期运算结果,运算电机913的现在转速,在步骤SP8中,相对于现在的转速,输出唯一确定的电压指令,并返回原来的处理。
具体地说,例如由周期测定计时器918实测的结果,如果相对于磁极位置检测信号的间隔的计算值是360,由于反相器模式的数是6,所以反相器输出电压1个周期的计数成为360×6=2160。
由于该值2160相当于360°,因此1°分的计算值成这2160/360=6。
如果根据差速算出的相位量指令是40°,对应于相位量指令的计数值(时间值为6×(90-40))成为300。
而且,将该值300作为时间值,对相位修正计时器918a设定,使相位修正计时器918a开始计时。
图21是详细说明上述中断处理B的处理内容的流程图,由于在中断处理A中开始的相位修正计时器918a超时而接受中断处理B。
在步骤SP11中,预先使设定在存储器918c中的反相器模式进一步,在步骤SP12中,输出对应于已进一步的反相器模式的电压曲线,并返回原来的处理。
下面更加详细地说明由图18中的放大器915、积分器916及零交叉比较器917进行的磁极位置检测。
在通过检测电机电压来进行磁极位置检测中,利用在由空调器等的电器采用的120°通电的上下臂关闭期间所引起的感应电压的磁极检测方法在高负载且电流增加时基本上不可能检测出感电压,也不可能对磁极位置进行检测。
如果将流入定子线圈中的电流切断之前的时间设为t,将180°期间的反相器通电角设为α[rad],输出频率设为f,则决定能否检测感应电压的条件式,为t<(π-α)/(4πf)从该条件可知,采用通电180°时,从原理上来说,不可能检测出感应电压。
在要求更大的转矩时,需要增大电流振幅,但如果增大电流振幅,则电机感应产生的残留电流就变大,在最坏的情况下,在180°期间,由于不能切断流入定子线圈的电流,因此,为了在180°期间能够确实地切断流入线圈的电流,必须限制电流振幅。
因此,高速转动时或延长通电期间时,不能增大电流振幅。
而且,采用图18所示的构成时,Y型连接的定子线圈913u、913v、913w的中性点913d的电压EN-O成为EN-O=(1/3){(VU-O-EU-O)+(VV-O-EV-O)+(VW-O-EW-O)},并成为各自包含在反相器输出波形{参照图23中(A)(B)(C)}和电机感应电压波形{参照图23中(D)(E)(F)}中的3n次调波成分的和{n是整数,参照图23(g)}。
Y型连接的电阻914u、914v、914w的中性点914的电压VM-O成为VM-O=(1/3)(VU-O+VV-O+VW-O)(参照图23中(H))。
因此,通过得到两电压EN-O、VM-O的差EN-O-VM-O{参照图23中(I)},就能够获取各自包含在电机感应电压波形中的3n次调波成分。
以上各式由于不依赖于电流,因此上述条件式完全不受制约,能够适用于任意的通电期间。
即,在高速转动时、通电期间较长时,即使电流振幅增大,特别是不使用磁极位置传感器也能检测出磁极位置,在采用180°通电量时,特别是不用磁极位置传感器也能检测出磁极位置。
以上仅仅是对在无电刷直流电机进行稳定运行的状态下的无电刷直流电机的驱动控制进行了说明。
但无电刷直流电机停止时,由于不产生感应电压,因此不进行上述的驱动控制。
而且,每当使无电刷直流电机开始运转,从外部强制地利用电压反相器,施加三相交流电压,通过同步运转使转子转动。
因为转子开始转动就会产生感应电压,所以就能够进行上述的无电刷直流电机的驱动控制。
对空调机、吸尘器、洗涤机等的电器要求降低耗电量,近年来采用了引起注意的无电刷直流电机和反相器。
由于本发明的无电刷直流电机驱动控制方式适用于这些电器,与采用无电刷直流电机和反相器的现有电器进行比较,能够进一步降低耗电量。
以上说明了利用P WM控制电压反相器的情况,不过利用PAM控制电压反相器时(在变频器2a上设开关元件,通过控制开关元件调制脉冲振幅的情况),同样也可适用。
由于转速和转矩的积是电机的输出,通过安装转矩传感器,就能够构成转矩控制系统。
实施例4图24表示本发明的第一实施例的无电刷直流电机装置的构成,1是电枢线圈1a、1b、1c连接成Y型、通过旋转磁埸使具有多个永久磁铁转子10转动的定子;2是与上述电枢线圈1a、1b、1c并联连接、并将电阻2a、2b、2c连接成Y型的电阻电路;3是作为旋转位置检测装置的旋转位置检测器,该检测器检测出表示上述电阻电路2的中性点的电压VM和电枢线圈1a、1b、1c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN,根据该电位差信号VMN,检测转子10的相对位置,并输出表示转子10的相对位置的位置信号;4是接受来自上述旋转位置检测器3的相对位置信号,并输出切换信号的微计算机;5是接受来自微计算机4的切换信号,输出换流控制信号的基极驱动电路。
将来自上述基极驱动电路5的换流控制信号分别输入反相器20内。
由上述定子1和转子10构成无电刷直流电机11。
上述旋转位置检测器3具有放大器IC1、放大器IC2、放大器IC3;放大器IC1向反转输入端子输入电阻电路2的中性点的电压VM,同时,使接地端GND通过电阻R1连接非反转输入端子,将电阻R2和电容器C1并联在输出端子和反转输入端子之间;放大器IC2使反转输入端子经电阻R3与上述放大器IC1的输出端子连接,使接地端GND通过电阻R4连接非反转输入端子,同时,将电阻R5并联在输出端子和反转输入端子之间;放大器IC3使反转输入端子与上述放大器IC1的输出端子连接,使接地端GND通过电阻R6连接非反转输入端子,同时,将电阻R7并联在输出端子和反转输入端子之间。
由上述放大器IC1、电阻R1、电阻R2和电容C1构成兼有差动放大器21和作为积分装置的积分器22的结构。
由上述放大器IC2、电阻R3、电阻R4、电阻R5构成反转放大器23,由上述放大器IC3、电阻R6、电阻R7构成零交叉比较器24。
由于上述电枢线圈1a、1b、1c的中性点通过接地端GND和电阻R1与放大器IC1的非反转输入端子连接,因此,差动放大器21(积分器22)检测出表示电阻电路2的中性点的电压VM和电枢线圈1a、1b、1c的中性点的电压VN的电位差的电位差信号VMN,同时,对电位差信号VMN积分,并输出积分信号∫VMNdt。
上述无电刷直流电机装置具有接受来自旋转位置检测器3的积分器22的积分信号∫VMNdt,向微计算机4输出电平检测信号的电平检测器6。
如图25所示,该电平检测器6将来自旋转位置检测器3的积分器22的积分信号∫VMNdt输入放大器IC4的反转输入端子,同时,通过电阻R6使放大器IC4的非反转输入端子与接地端GND连接,将电阻R7连接在放大器IC4的输出端子和非反转输入端子之间。
上述放大器IC4和电阻R6、7构成具有磁滞特性的磁滞比较器。
按照位置信号驱动上述无电刷直流电机,如图27所示,当输入电平检测器6的放大器IC4的反转输入端子的积分信号∫VMNdt(图27(A)所示)超过基准值E1时,放大器IC4的输出端成为低电平,而当积分信号∫VMNdt未达到基准值E2时,放大器IC4的输出端成为高电平。
即,上述电平检测器6的电平检测信号(图27(C)所示)成为与位置信号(图27(B)所示)和相位不同的周期相同的信号。
然而,当来自上述旋转位置检测器3的积分信号∫VMNdt的电平变小时,积分信号∫VMNdt或者超过基准值E1,或者未达到基准值E2,电平检测信号的频率比位置信号的低,且占空比不同。
即,通过电平检测信号在规定的周期是否连续就能够检测出上述积分信号∫VMNdt是否在规定的电平以上。
如图24所示,上述反相器20由分别与直流电源9的正极连接的3个晶体管20a、20b、20c和分别与直流电源9的负极连接的3个晶体管20d、20e、20f构成。
上述晶体管20a的发射极与晶体管20d的集电极相互连接,上述晶体管20b的发射极与晶体管20e的集电极相互连接,上述晶体管20c的发射极与晶体管20f的集电极相互连接。
将U相电枢线圈1a连接在上述晶体管20a、20d的相互连接部分上,将V相电枢线圈1b连接在上述晶体管20b、20e的相互连接部分上,将W相电枢线圈1c连接在上述晶体管20c、20f的相互连接部分上。
分别在上述各晶体管20a-20f的集电极和发射极之间反向并联二极管。
如图26所示,上述微计算机4具有通过外部中断端子连接来自图24所示的旋转位置检测器3的位置信号的相位修正计时器T1;接受上述位置信号,测定衔铁线圈1a、1b、1c的电压曲线周期的周期测定计时器T 2;接受由周期测定计时器T2测定的时间值,根据时间值算出电枢线圈1a、1b、1c的电压曲线的周期,并输出表示周期的周期信号的周期运算部41;接受来自周期运算部41的周期信号,根据该周期算出相当于相位修正角的时间值,并向相位修正计时器T 1输出时间值设定信号的时间值运算部42。
上述微计算机4还具有接受来自相位修正计时器T1的中断信号IQR,输出电压曲线信号的反相器模式选择部43;接受来自周期运算部41的周期信号,运算转速并输出现在速度信号的速度运算部44;接受来自速度运算部44的现在速度信号和来自外部的速度指令信号,输出电压指令信号的速度控制部45;接受来自上述旋转位置检测器3的位置信号和来自电平检测器6的电平检测信号,向时间值运算部42输出相位修正指令信号的电平判断部51;接受来自反相器模式选择部43的电压曲线信号和来自速度控制部45的电压指令信号,输出切换信号的PWM(脉冲调幅)部52。
上述相位修正计时器T1、周期测定计时器T2、周期运算部41和时间值运算部42构成相位修正装置。
上述电平检测器6和电平判断部51构成电平判断装置。
在上述构成中,根据位置检测来驱动无电刷直流电机时,电枢线圈1a、1b、1c的各U相、V相、W相的感应电压EU、EV、EW如图28(A)所示,成为相位差120度的台状波形。
图24所示的旋转位置检测器3的放大器IC1检测表示输入反转输入端子的电阻电路2的中性点的电压VM和输入放大器IC1的非反转输入端子的电枢线圈1a、1b、1c的中性点的电压VN的电位差的电位差信号VMN(如图28(D)所示),并对该电位差信号VMN进行积分,输出积分信号∫VMNdt(如图28(E)所示)。
上述积分信号∫VMNdt成为其频率为电源频率3倍的近似正弦波的波形。
上述反转放大器23将输入放大器IC2的反转输入端子的积分信号∫VMNdt放大至规定的振幅,然后由零交叉比较器24检测该放大的积分信号∫VMNdt的零交叉,并输出位置信号(图28(F)所示)。
然后,来自上述旋转位置检测器3的位置信号从微计算机4的外部中断端子输入周期测定计时器T2。
上述周期测定计时器T2测定从位置信号的前沿到后沿的期间和从后沿到前沿的期间,并输出表示测定出的期间的时间值。
周期运算部41接受来自上述周期测定计时器T2的表示时间值的信号,求出电枢线圈1a、1b、1c的电压曲线的周期。
即,从上述位置信号的后沿到前沿的期间和从前沿到后沿的期间每60度反复一次,将测出的各期间的时间值乘以6,就能求出上述电压曲线的每一周期的时间值。
时间值运算部42接受表示来自上述周期运算部41的周期的周期信号并输出时间值设定信号。
相位修正计时器T1接近来自上述时间值运算部42的时间值设定信号,并计算从位置信号到切换电压曲线的时间。
即,上述相位修正计时器T1当计时结束时向反相器模式选择部43输出中断信号IRQ,而反相器模式选择部43是向PWM部52输出相位修正的电压曲线信号(图28(I)-(N)所示)。
上述PWM部52向图1所示的基极驱动电路5输出切换信号,当基极驱动电路5向反相器20输出换流控制信号时,反相器20的各晶体管20a-20f分别接通或断开。
图28(G)的位置信号序号是为便于说明而对位置信号的一个周期标上序号0-5。
图28(I)-(N)的电压曲线信号表示使晶体管20a-20f接通断开的计时。
图28(O)所示的反相器模式为了与由反相器模式选择部43选择的电压曲线信号(图28(I)-(N)所示)相对应而相应地标上0-5的序号。
下面,根据图29、30、31、32的流程图说明上述微计算机4的动作。
每当输入上述微计算机4的外部吕断端子的位置信号上升或下升就进行中断处理1。
如图29所示,一旦开始中断处理,在步骤S101中,判断上次电平检测信号是否为高电平,若上次电平检测信号判断为高电平,则进入步骤S121,并判断本次电平检测信号是否为低电平。
若在步骤S121中,判断出本次电平检测信号是低电平,则进入步骤S122,并使计数器CNT1加1,另外,在步骤S121中,若判断出本次电平检测信号不是低电平,就进入步骤S102。
另一方面,在步骤S101中,若判断出上次电平检测信号不是高电平,则进入步骤S123,并判断本次电平检测信号是否为高电平。
在步骤S123中,若判断出本次电平检测信号是高电平,则进入步骤S124中,并使计数器CNT加1,另外,若判断出本次电平检测信号不是高电平,则进入步骤S102。
接着,在步骤S102中,使计数器CNT2加1,并进入步骤S103。
在步骤S103中,判断计数器CNT2是否为5,若判断出计数器CNT2为5,就进入步骤S125,另外,若判断出计数器CNT2不是5,就进入图30所示的步骤S104。
然后在步骤S125中,判断计数器CNT1是否为5,若判断出计数器CNT1为5,就进入步骤S126,使上次相位修正角指令加1度(延迟修正侧),然后进入步骤S129。
另外,在步骤S125中若判断出计数器CNT1不是5,则进入步骤S127中,并判断计数器CNT1是否为0。
在步骤S127中,若判断出计数器CNT1为0,然后进入步骤S128中,使上次相位修正角指令减1度(导前修正侧),就进入步骤S129。
另外,在步骤S127中判断出计数器CNT1不是0,就进入步骤S129。
然后,在步骤S129中,对计数器CNT1清零,并进入步骤S130,对计数器CNT2清零,然后进入步骤S104。
在最初的中断处理1开始之前,设定相位修正角指令的初始值,并对计数器CNT1、计数器CNT2清零。
然后,在图30所示的步骤S104中,判断相位修正计时器T1(图30是写成计时器T1)是否正在计时,若判断出计时器T1正在计时,就进入步骤S13.1,并使计时器T1停止计时。
即,上述计时器T1在计时时,为准备下一次的开始,就使计时器T1停止。
然后,在步骤S132中,输出电压曲线,并进入步骤105中。
另外,在步骤S104中,若判断出计时器T1不在计,则进入步骤S105。
接着,在步骤S105中,判断修正角(基于来自电平判断部51的相位指令信号的相位修正角)是否大于60度,若修正角是60度,就进入步骤S141,判断修正角是否大于120度。
在步骤S141中,修正角大于120度时,则进入步骤S142,作为相位修正E(在图30中称为修正E),并进入步骤S143中。
在步骤143中,判断上次是否为相位修正C(图30中为修正C)或相位修正D(图30中为修正D),若判断出上次是相位修正C或相位修正D,就进入步骤S144,进行修正切换要求后,就进入步骤S106。
另外,若在步骤S143中判断出上次不是相位修正C或相位修正D,就进入步骤S106。
另外,在步骤S141中,修正角不足120度时,就进入步骤S145,并作为相位修正D,进入步骤S146。
在步骤S146中,判断上次是否为相位修正C或相位修正E,若判断出上次为相位修正C或相位修正E,则进入步骤S147中,进行修正切换要求后,进入步骤S106中。
另一方面,在步骤S146中,判若断出上次不是相位修正C或相位修正D,则进入步骤S106。
另外,在步骤S105中,判断出修正角不足60度,就进入步骤S105中,作为相位修正C,进入步骤S152。
在步骤S152中判断上次是否为相位修正D或相位修正E,若上次是相位修正D或相位修正E,则进入步骤S153中,进行修正切换后,进入步骤S106。
另一方面,在步骤S152中,上次不是相位修正D或相位修正E时,进入步骤S106。
接着,在步骤S106中,对每一相位修正C、D、E计算时间值TISOU。
即,在相位修正C时,将对应于相位修正角的时间值设定为时间值TISOU,在相位修正D时,将对应于从相位修正角减去60度的相位角的时间值设定为时间值TISOU,在相位修正E时,将对应于从相位修正角减去120度的相位角的时间值设定为时间值TISOU。
然后进入步骤S107,使反相器模式进一步。
然后,进入图31所示的步骤S108中,判断是否有修正切换要求,在有修正切换要求时,进入步骤S161,判断修正切换是否从相位修正C(图31中为修正C)切换到相位修正D或从相位修正D切换到相位修正E(图31中为修正E)。
若判断出修正切换是从相位修正C切换到相位修正D或从相位修正D切换到相位修正E,则进入步骤S162,解除修正切换要求,在步骤S162-1中使反相器模式返回一步进入步骤S109。
另一方面,在步骤S161中,修正切换不是从相位修正C切换到相位修正D或从相位修正D切换到相位修正E时,即,从相位修正D切换到相位修正C或从相位修正E切换到相位修正D时,进入步骤S163,输出电压曲线。
然后进入步骤S164,将在步骤S106中计算出的时间值TISOU设定给计时器T1后,在步骤S165中使计时器T1开始计时。
然后,进入步骤S166,解除修正切换要求,并进入步骤S109。
若在步骤108中判断出没有修正切换要求,就进入步骤S168中,将在步骤S106中计算出的时间值TISOU设定给计时器T1,在步骤S169中使计时器T1开始计时,并进入步骤S109中。
接着,在步骤S109中,使周期测定计时器T2停止,读出周期测定计时器T2的时间值,并进入步骤S110。
然后,在步骤S110中设定周期测定计时器T2并使其开始计时,开始下一次的周期测定。
在步骤S111中,由周期运算部41从周期测定计时器T2的值中对周期进行运算。
由速度运算部44从运算结果中,算出电机的转速。
然后,在步骤S112中,速度控制部45根据来自外部的速度指令信号,进行速度控制,并输出电压指令信号。
如图32所示,当计时器T1的计时结束,从计时器T1输出中断信号时,中断处理2开始,在步骤S170中,输出电压曲线,中断处理2结束。
这样,上述相位修正C进行了0度至60度的相位修正,上述相位修正D进行了60度至120度的相位修正,上述相位修正E进行了120度至180度的相位修正。
图28(A)-(O)表示了相位修正D为80度的相位修正时的该无电刷直流电机装置的各部的信号。
如图28(H)所示,计时器T1在每个位置信号序号(图28(G)所示)依次开始计时。
例如,将从位置信号序号的2换至3的那一点为基准点,使相位修正角为80度时,从基准点使位置信号序号延迟一个,在从位置信号序号的3至4的那一点处计时器T1开始计时,从基准点延迟80度使反相器模式(图28(P)所示)进一步成为[0]。
因此,上述中断处理1每进行5次,就判断电平检测信号从高电平向低电平和从低电平向高电平的电平变化是否连续地进行,若判断出电平检测信号的变化连续变化了5次,则使电压曲线的相位每次延迟1度,成为延迟修正侧,另一方面,当判断出电平检测信号的变化不到一次时,则使电压曲线的相位每次导前1度,成为导前修正侧。
这样,上述积分信号∫VMNdt成为由电平检测器6的基准值E1、E2设定的电平。
另外,上述电平判断信号的变化既不是连续的5次,电平判断信号的变化也不是不到一次时,电压曲线的相位不进行调整。
上述积分信号∫VMNdt的电平与电机的效率略成反比关系,与负荷大小及运转频率的高低无关,在最大的电机功率点处积分信号∫VMNdt的电平基本一定,这是由后述的实验所确认的。
为此目的,将上述电平检测器6的基准值E1、E2设定为最大电机效率点的积分信号∫VMNdt的振幅值,然后进行相位修正,以便于积分信号∫VMNdt的电平成为最大电机效率点处的目标值。
即,为了使上述积分信号∫VMNdt的电平成为目标值,通过在对位置信号进行相位修正而得到的电压曲线信号的计时点对电压曲线进行切换,就能够以最大电机效率运转。
当驱动系统处于稳定状态时,不调整相位修正角,因此能在最大电机效率点处进行稳定运转。
因此,能够使电机与负荷的大小及运转频率的高低无关地以最大效率运转。
由于通过将电压曲线的相位从导前修正侧慢慢地向延迟修正侧调整而成为最大效率点,在从峰值效率点处存在延迟修正侧的脱调区域内不调整电压曲线的相位,因此能够防止脱调。
下面,对确认在上述最大电机效率点处积分信号∫VMNdt的电平基本一定的实验进行说明。
对于表示上述电阻电路2的中性点的电压VM和电枢线圈1a、1b、1c的中性点的电压VN的电位差的电位差信号VMN的振幅特性和积分该电位差信号VMN的积分信号∫VMNdt的振幅特性进行实验。
图33表示本实验中所用的无电刷直流电机装置的构成。
除了旋转位置检测器30和微计算机14以外,其它部分与前述第一实施例的无电刷直流电机装置的构成相同,此处省略对其的说明。
图34表示上述微计算机14的构成,该微计算机14比图26中的微计算机4少了电平判断部51,同一构成部分用相同的附图标记、并省略说明。
对上述微计算机14进行相位修正的中断处理除了图29、30、31、32所示的流程图的步骤S101、102、103,121-130之外,进行相同的处理。
上述旋转位置检测器30具有差动放大器31、积分器32和零交叉比较器33;差动放大器31的放大器IC11的非反转输入端子接收电阻电路2的中性点电压VM的同时,通过电阻R11将接地端GND与放大器IC11的反转输入端子连接,并且在放大器IC11的输出端子和反转输入端子之间连接电阻R12,积分器32由一端连接上述差动放大器31的输出端的电阻R13和连接在该电阻R13的另一端与接地端GND之间的电容C11构成,零交叉比较器33由非反转输入端子连接在上述积分器32的电阻R13的另一端上而反转输入端接地的放大器IC12构成。
由于上述电枢线圈1a、1b、1c的中性点通过接地端GND连接差动放大器31的反转输入端子,因此,差动放大器31检测表示电阻电路2的中性点电压VM和电枢线圈1a、1b、1c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN
在上述构成中,按照位置检测来驱动无电刷直流电机时,旋转位置检测器30的差动放大器31检测表示电阻电路2的中性点电压VM和电枢线圈1a、1b、1c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN
上述积分器32积分电位差信号VMN,并输出积分信号∫VMNdt,并将该积分信号∫VMNdt输入零交叉比较器33的非反转输入端。
上述零交叉比较器33比较积分信号∫VMNdt和接地端GND的基准电压,并输出位置信号。
其次,从上述零交叉比较器33输出的位置信号从微计算机14的外部中断端输入周期测定计时器T2。
上述周期测定计时器T2测定从上述位置信号的前沿到后沿的期间和从后沿到前沿的期间,并输出测定出的时间值。
周期运算部41接受表示来自上述周期测定计时器T2的时间值的信号,求出电枢线圈1a、1b、1c的电压曲线的周期。
时间值运算部42接受表示来自上述周期运算部41的周期的周期信号和来自外部的相位修正指令信号,并输出时间值设定信号。
相位修正计时器T1接受来自上述计时器运算部42的时间值设定信号,并计算顺序从位置信号切换到电压曲线之间的时间。
即上述相位修正计时器T1,当计时结束时,向反相器模式选择部43输出中断信号IRQ,反相器选择部43向PWM部52输出相位修正后的电压曲线信号。
上述PWM部52向图33所示的基极驱动电路5输出切换信号,基极驱动电路5向反相器20输出换流控制信号时,反相器20的各晶体管20a-20f分别打开、关闭。
首先,使运转频率一定,而负荷变化时,如图35所示的那样,与相位修正角相对的电机效率特性曲线其负荷越大越易成为相位修正角的导前修正侧,另一方面,其负荷越小越易成为相位修正角的延迟修正侧。
负荷大时在相位修正角处成为峰值效率点,负荷小时在相位修正角处成为峰值效率点。
此时,如图36所示,与相位修正角相对的电位差信号VMN的特性成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正侧而电位差信号VMN的电平慢慢变小的近似直线,负荷越大越易于成为相位修正角的导前修正侧,而负荷越小,则基本上平行地从相位修正角的导前修正侧向相位延迟修正侧平行地移动。
图36的横轴表示相位修正角,纵轴表示从电位差信号VMN的峰值点到零点的电平。
对应于图35的电机效率特性的峰值效率点,负荷大时,在相位修正角1处,电位差信号VMN的电平成为V0,而负荷小时,在相位修正角处,电位差信号VMN的电平成为V0。
即从图中可知,峰值效率点的电位差信号VMN与负荷变化无关基本为一定的。
负荷大时,从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V20。
负荷小时,从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V20。
另外,如图37所示,与相位修正角对应的积分信号∫VMNdt的特性成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正而积分信号∫VMNdt的电平慢慢变小的约直线,负荷越大越易于成为相位修正角的导前修正侧,而负荷越小,基本上从相位修正角的导前修正侧向延迟修正侧平行地移动。
图37的横轴表示相位修正角,纵轴表示从积分信号∫VMNdt的峰值点到零点的电平。
对应于图35的电机效率特性的峰值效率点,负荷大时,在相位修正角处,积分信号∫VMNdt的电平成为V1,而负荷小时,在相位修正角处,积分信号∫VMNdt的电平成为V1。
即从图中可知,峰值效率点的积分信号∫VMNdt与负荷变化无关基本上是一定的。
负荷大时,从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角1电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V21。
负荷小时,从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V21。
使负荷一定,运转频率变化时,如图38所示,相对于相位修正角的电机效率的特性曲线,运转频率越高,电机效率也越高,而运转频率越低,电机效率也越低。
峰值效率点的相位修正角与运转频率的高低无关而变成此时,相对于相位修正角的电位差信号VMN的特性如图39所示,成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正侧而电位差信号VMN的电平慢慢变小的近似直线,运转频率越高越易于成为相位修正角的延迟修正侧,而运转频率越低,基本上向相位修正角的导前修正侧平行地移动。
图39的横轴表示相位修正角,纵轴表示从电位差信号VMN的峰值点到零点的电平。
对应于图38的电机效率特性的峰值效率点,运转频率高时,在相位修正角处,电位差信号VMN的电平成为V2,而运转频率低时,在相位修正角处,电位差信号VMN的电平成为V22。
运转频率高时,从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V3。
运转频率低时,从相位修正角3到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的电位差信号VMN的电平成为V23。
如图40所示,与相位修正角对应的积分信号∫VMNdt的特性成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正侧而积分信号∫VMNdt的电平慢慢变小的近似直线,从图中可知,特性与运转频率的变化无关,基本上不变。
图40的横轴表示相位修正角,纵轴表示从积分信号∫VMNdt的峰值点到零点的电平。
对应于图38的电机效率特性的峰值效率点,在相位修正角处,电位差信号VMN的电平成为V1。
从相位修正角到延迟修正侧的相位修正角电机脱调,此时的积分信号∫VMNdt的电平成为V21。
这样,使负荷一定,运转频率变化时,相对于电位差信号VMN的电平变化,之所以积分信号∫VMNdt的电平能维持一定是因为旋转位置检测器30的积分器32的积分特性。
即,上述旋转位置检测器30的积分器32具有图41所示的相对于正规频率的振幅特性和如图422所示的相对标准频率的相位特性,在图70的压缩机的运转区内,使电机为4极时,感应电压的频率大约为20-300Hz(电机旋转频率10-150rps),电位差信号VMN的频率为该感应电压的频率20-300Hz的3倍,即为60-900Hz。
当使上述积分器32的关闭频率为5Hz时,使用范围如图41、42所示,为标准频率12-180的范围,基本上以理想的积分器动作。
若设上述电位差信号为VMN=(1/3)(EU+EV+EW=(1/3)(-k(dΦU/dt+dΦV/dt+dΦW/dt))ΦU、ΦV、ΦW:各相交链磁通则积分信号∫VMNdt∫VMNdt=-(k/3)(ΦUVW)。
因此,可以知道上述电位差信号因运转频率而变化,而积分信号∫VMNdt并不随运转频率变化。
因此,判断上述电位差信号VMN或积分信号∫VMNdt的电平是否为目标值,借助于相位修正装置来调整相位修正角以便使电位差信号VMN或积分信号∫VMNdt的电平为目标值,就能够以最大效率运转。
(第五实施例)图43表示本发明的第五实施例的无电刷直流电机装置的主要部件的构成图。
该无电刷直流电机装置除了微计算机电平检测器之外,其它是与图24所示的无电刷直流电机装置的结构相同。
除微计算机100和电平检测器6a、6b…之外省略了附图和说明。
图44表示上述无电刷直流电机装置的微计算机100的方框图。
该无电刷直流电机装置的微计算机100具有除第四实施例的无电刷直流电机装置的微计算机4的电平判断部51之外的其它构成部件;接受来自速度运算部44的现在速度信号及转矩信号、输出切换信号的电平检测信号切换部102;接受来自电平检测信号切换部102的切换信号、切换来自电平检测器6A、6B…的电平检测信号的切换开关SW;接受来自该切换开关SW的电平检测信号和旋转位置检测器3的位置信号、输出相位量指令信号的电平判断部101。
如图45、46所示,该第五实施例的无电刷直流电机装置与第四实施例的无电刷直流电机装置的不同特性如下。
首先,图45示出了在上述无电刷直流电机装置中,相对于运转频率一定、负荷变化时的相位修正角的积分信号∫VMNdt的特性。
上述无电刷直流电机装置的特性成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正侧积分信号∫VMNdt的电平慢慢变小的近似直线,负荷越大越易于成为相位修正角的导前修正侧,而负荷越小,基本上从相位修正角的导前修正侧向延迟修正侧平行地移动。
负荷大时,在成为峰值效率点的相位修正角处,积分信号∫VMNdt的电平成为V2,而负荷小时,在成为峰值效率点的相位修正角处,积分信号∫VMNdt的电平成为V3。
图46示出了在上述无电刷直流电机装置中,相对于运转频率一定、运转频率变化时的相位修正角的积分信号∫VMNdt的特性。
上述无电刷直流电机装置的特性成为相位修正角从导前修正侧向延迟修正侧而积分信号∫VMNdt的电平慢慢变小的直线,运转频率越高越易于成为相位修正角的导前修正侧,而运转频率越低,则基本上从相位修正角的导前修正侧向延迟修正侧平行地移动。
运转频率高时,在成为峰值效率点的相位修正角7处,积分信号∫VMNdt的电平成为V4,而运转频率低时,在成为峰值效率点的相位修正角8处,积分信号∫VMNdt的电平成为V5。
即根据负荷大小及运转频率的高低在峰值效率点上各积分信号的电平不为一定的无电刷直流电机装置适用于本发明。
在上述构成的无电刷直流电机装置中,电平检测信号切换部102根据来自旋转位置检测器3的位置信号、来自速度运算部44的现在速度信号和表示与外部的负荷对应的转矩值的转矩信号向切换开关SW输出切换信号。
即,对应负荷变化和运转频率的变化,选择电平检测器6A、6B…中的一个,切换判断上述积分信号∫VMNdt的基准值。
之后,上述微计算机100进行第四实施例的图29、30、31、32的流程图所示的中断处理,电平判断部101调整相位修正角以便成为最大电机效率,并输出相位修正角指令信号。
因此,能够使电机以最大效率运转而与负荷的大小及运转频率的高低无关。
(第六实施例)图47表示本发明的第六实施例的无电刷直流电机装置上所用的微计算机的方框图,上述无电刷直流电机装置除了微计算机、电平检测器之外,其它构成与图24的无电刷直流电机装置相同。
除了微计算机200和代替电平检测器的A/D变换器202之外,其它的部件和附图的说明予以省略。
A/D变换器202接受来自旋转位置检测器3的积分信号,并输出经A/D变换后的积分信号。
上述无电刷直流电机装置具有电平判断部201,该电平判断部201接受来自旋转位置检测器3的位置信号、来自速度运算部44的现在速度信号、表示来自外部的负荷转矩值的转矩信号和来自A/D变换器202的经A/D变换后的积分信号,并向时间值运算部42输出相位修正角指令信号。
上述无电刷直流电机装置也与第五实施例一样,根据负荷大小及运转频率的高低在分信号的电平不恒定。
在上述构成的无电刷直流电机装置中,电位差电平判断部201根据来自速度运算部44的现在速度信号和来自外部的转矩信号,从预先设定的图表中选择目示值,判断经A/D变换后积分信号的峰值是否在该目标值以上。
然后,进行上述第四实施例的图29、30、31、32的流程图所示的中断处理,并调整相位修正角以使成为最大电机效率,再输出相位修正角指令信号。
因此,对应于负荷变化及运转频率的变化,设定目标值,即设定判断积分信号∫VMNdt电平的基准值,通过调整相位修正角以便以最大效率运转,就能够使电机以最大效率运转而与负荷的大小及运转频率的高低无关。
(实施例七)图48示出了本发明的第七实施例的无电刷直流电机装置的构成,301是衔铁线圈301a、301b、301c连接成Y型、通过旋转磁埸使具有多个永久磁铁的转子310旋转的定子,302是与上述电枢线圈301a、302b、303c并联连接、将电阻302a、302b、302c连接成Y型的电阻电路,303是检测表示上述电阻电路302的中性点的电压VM和电枢线圈301a、301b、301c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN,对该电位差信号进行积分VMN,并输出该积分信号∫VMNdt的积分信号检测器,304是接受上述积分信号检测器303的积分信号,并输出切换信号的微计算机,305是接受来自上述微计算机304的切换信号,并输出换流控制信号的基极驱动电路。
将来自上述基极驱动电路305的换流控制信号分别输入反相器320。
上述定子301和转子310构成无电刷直流电机311。
图49是上述微计算机304的方框图,微计算机304的构成与第四实施例微计算机4的相同,相同的部件用相同的标号,此处省略说明。
上述积分信号检测器303具有差动放大器331和积分器332和;差动放大器331的放大器IC111的非反转输入端子接收电阻电路302的中性点电压VM的同时,通过电阻R111将接地端GND与放大器IC111的反转输入端子连接,并且在放大器IC111的输出端子和反转输入端子之间连接电阻R112;积分器332由一端连接上述差动放大器31的输出端的电阻R113和连接该电阻R113的另一端与接地端GND之间的电容C111构成。
由于上述电枢线圈301a、301b、301c的中性点通过接地端GND和电阻R111连接差动放大器331的反转输入端子,因此,差动放大器331检测表示电阻电路302的中性点电压VM和电枢线圈301a、301b、301c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN
上述无电刷直流电机装具有接受来自积分信号检测器303的积分器332的积分信号∫VMNdt,向微计算机304输出电平检测信号的电平检测器306。
如图50所示,该电平检测器306通过电阻R121将来自积分器332的积分信号∫VMNdt输入放大器IC121的反转输入端,并将放大器IC121的非反转输入端连接接地端GND。
另外,将二极管D101的正极连接放大器IC121的输出端,并使二极管D101的负极连接放大器IC121的反转输入端。
将二极管D102的负极连接放大器IC121的输出端,并使二极管D102的正极通过电阻R122连接放大器IC121的反转输入端。
上述二极管D102的正极和电阻R122的接点通过电阻R123连接放大器IC121的反转输入端。
电阻R124连接在上述放大器IC122的非反转输入端子和电阻R121的积分信号∫VMNdt侧一端之间,放大器IC122的非反转输入端子连接接地端GND。
此外,通过电阻R126将上述放大器IC123的输出端子连接比较器IC123的反转输入端子,比较器IC122的反转输入端子通过电容C101连接接地端GND。
上述比较IC123的非反转输入端子通过电阻R127连接电源,并通过电阻R128连接接地端。
由上述电阻R127和R128设定比较器IC123的基准值E3。
上述无电刷直流电机装置具有利用图48所示的电机311的转子310的磁铁磁性来检测转子310的旋转位置的霍尔元件312a、312b、312c和接受来自上述霍尔元件312a、312b、312c的各输出信号、检测表示转子310的旋转位置的位置信号的作为旋转位置检测装置的旋转位置检测器313。
上述旋转位置检测器313具有放大霍尔元件312a的输出信号的放大器IC112,放大霍尔元件312b的输出信号的放大器IC113,放大霍尔元件312c的输出信号的放大器IC114,同时还具有分别输入上述放大器IC112、IC114的输出信号的逻辑和电路OR1,分别输入上述放大器IC112、IC113的输出信号的逻辑和电路OR2,分别输入上述放大器IC113、IC114的输出信号的逻辑和电路OR3和分别输入上述逻辑和电路OR1、OR2、OR3的各输出信号、并输出位置信号的逻辑积电路AND1。
在上述构成中,根据位置信号驱动无电刷直流电机时,如图52(A)-(C)所示,检测转子310的旋转位置的霍尔元件312a、312b、312c的输出成为每120度相位不同的台阶状的波形。
如图52(D)所示,上述旋转位置检测器313每60度输出电平切换的位置信号。
上述积分信号检测器303的放大器IC111检测表示输入非反转输入端的电阻电路302的中性点电压VM和输入放大器IC111的反转输入端的电枢线圈301a、301b、301c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN(图52(E)所示),同时由积分器332对该电位差信号VMN进行积分,并将积分信号∫VMNdt(图52(F所示)输出。
上述积分信号∫VMNdt成为频率是旋转频率的3倍的近似正弦波。
电平检测器306接受来自上述积分器332的积分信号,通过由二极管D101、D102和电阻R121-R126及放大器IC121、IC122构成的全波整流电路对积分信号∫VMNdt进行全波整流(图52(G)所示)。
利用由电阻R126和电容C101构成的平滑电路对全波整流后的信号进行平滑处理后,由比较器IC123将该平滑信号(图52(H)所示)与基准值E3进行比较比较,并输出电平检测信号(图52(I)所示)。
即,在上述平滑信号的电平低于基准值E3时,使电平检测信号成为高电平,另一方面,当平滑信号的电平超过基准值时,就使电平检测信号成为低电平。
图51表示上述微计算机304的中断处理11,除了图51的流程图以外,进行与第四实施例的图30、31、32所示的流程图相同的动作。
在每一输入上述微计算机304的外部中断端子的位置信号的上升沿、下降沿就进行中断处理11。
首先,在步骤S201中判断电平检测信号是否为低电平,若判断出电平检测信号是低电平,则进入步骤S221,使上述相位修正角指令加1度(延迟修正侧),然后进入图30所示的步骤S104。
另一方面,在步骤S201中,若判断出电平检测信号不是低电平,则进入步骤S222,使上述相位修正角指令减1度(导前修正侧),然后进入图30所示的步骤S104。
下面,与第四实施例一样,与负荷的大小及运转频率的高低无关地使电机以最大效率运转。
由于通过从导前修正侧慢慢地将电压曲线的相位调整到延迟修正侧,并成为最大电机效率点,在从峰值效率点处存在于延迟修正侧的脱调区域内不必调整电压曲线的相位,因此能够防止脱调。
(第八实施例)图53表示本发明的第8实施例的无电刷直流电机装置的微计算机的方框图。
该无电刷直流电机装置的构成除了微计算机308和电平检测器307(参照图54)以外,其它的构成与图48所示的第七实施例的无电刷直流电机相同,此处省略说明。
其中,相同的构成部件参照图48。
另外上述微计算机308除了读入用计时器60以外其它部分与图49所示的第七实施例的微计算机304相同,相同的构成部件使用相同的标号,并省略说明。
如图54所示,上述电平检测器307具有放大器IC131,来自积分器332的积分信号∫VMNdt输入该放大器IC131的反转输入端子,而非反转输入端子通过电阻R131连接接地端GND,通过电阻R132连接输出端子和非反转输入端子。
由上述放大器IC131和电阻R131、R132构成具有磁滞特性的磁滞比较器。
在上述结构中,根据位置检测结果驱动无电刷直流电机时,如图55(A)-(C)所示,检测转子310的旋转位置的霍尔元件312a、312b、312c的输出成为每120度相位不同的台阶状的波形。
如图55(D)所示,图48所示的旋转位置检测器313每60度输出电平切换的位置信号。
电平检测器307接受来自上述积分器332的积分信号∫VMNdt,当积分信号∫VMNdt(图55(F)所示)超过基准值E4时,放大器IC131的输出端子成为低电平,而当积分信号∫VMNdt没有超过准值E5时,放大器IC131的输出端成为高电平。
即,上述电平检测器307的电平检测信号(图55(G)所示)成为与位置信号(图55(D)所示)相位不同但周期相同的信号。
然而,当上述积分器332的积分信号∫VMNdt的电平变小时,积分信号∫VMNdt或是不超过基准值E4,或是积分信号∫VMNdt未满基准值E5,电平检测信号与位置信号相比,其频率低,且占空比不同。
即利用电平检测信号在规定的周期内是否连续就能够检测上述积分信号∫VMNdt是否在规定的电平以上。
以下,根据图56、57、58、59的流程说明上述微计算机308的动作。
每输入上述微计算机308的外部中断端子的位置信号的上升沿、下降沿就进行中断处理21。
首先,在图56中,开始中断处理21时,在步骤S301中,判断上次电平检测信号是否为高电平,若上次电平检测信号判断为高电平,则进入步骤S321,并判断本次电平检测信号是否为低电平。
若在步骤S321中,判断出本次电平检测信号是低电平,则进入步骤S322,并使计数器CNT1加1。
另一方面,在步骤S321中,若判断出本次电平检测信号不是低电平,就进入步骤S302。
另一方面,在步骤S301中,若判断出上次电平检测信号不是高电平,则进入步骤S323,并判断本次电平检测信号是否为高电平。
在步骤S323中,若判断出本次电平检测信号是高电平,则进入步骤S324中,并使计数器CNT加1,另外,若判断出本次电平检测信号不是高电平,则进入步骤S302。
接着,在步骤S302中,使计数器CNT2加1,并进入步骤S303。
在步骤S303中,判断计数器CNT2是否为3,若判断出计数器CNT2为3,就进入步骤S 325,另一方面,若判断出计数器CNT2不是3,就进入图57所示的步骤S304。
然后在步骤S325中,判断计数器CNT1是否为3,若判断出计数器CNT1为3,就进入步骤S326,使上次相位修正角指令加1度(延迟修正侧),然后直接进入步骤S329。
另外,在步骤S325中若判断出计数器CNT1不是3,则进入步骤S327中,并判断计数器CNT1是否为0。
在步骤S327中,若判断出计数器CNT1为0,就进入步骤S328中,使上次相位修正角指令减1度(导前修正侧),就进入步骤S329。
相反,在步骤S327中若判断出计数器CNT1不是0,就直接进入步骤S329。
其次,在步骤S329中,对计数器CNT1清零,并进入步骤S330,对计数器CNT2清零,然后进入步骤S304。
在最初的中断处理21开始之前,设定相位修正角指令的初始值,并对计数器CNT1、计数器CNT2清零。
然后进入图57所示的步骤S304中,判断相位修正计时器T1(图57是写成计时器T1)是否正在计时,若判断出计时器T1正在计时,就进入步骤S331,并使计时器T1停止计时。
即,上述计时器T1在计时时,为准备下一次的开始,就使计时器T1停止。
然后,在步骤S332中,输出电压曲线,并进入步骤305中。
另外,在步骤S304中,若判断出计时器T1不在计时,则进入步骤S305。
接着,在步骤S305中,判断修正角(基于来自电平判断部51的相位修正指令信号的相位修正角)是否大于60度,若修正角是60度以上,就进入步骤S341,判断修正角是否大于120度。
在步骤S341中,若修正角大于120度,则进入步骤S342,作为相位修正E(在图57中称为修正E),并进入步骤S343中。
在步骤343中,判断上次是否为相位修正C(图57中为修正C)或相位修正D(图57中为修正D),若判断出上次是相位修正C或相位修正D,就进入步骤S344,进行修正切换要求后,就进入步骤S306。
另一方面,若在步骤S343中判断出上次不是相位修正C或相位修正D,就进入步骤S306。
另一方面,在步骤S341中,修正角不足120度时,就进入步骤S345,并作为相位修正D,进入步骤S346。
在步骤S346中,判断上次是否为相位修正C或相位修正E,若判断出上次为相位修正C或相位修正E,则进入步骤S347中,进行修正切换要求后,进入步骤S306中。
另一方面,在步骤S346中,若判断出上次不是相位修正C或相位修正E,则进入步骤S306。
另外,在步骤S305中,判断出修正角不足60度,就进入步骤S305中,作为相位修正C,进入步骤S352。
在步骤S352中判断上次是否为相位修正D或相位修正E,若判断出上次是相位修正D或相位修正E,则进入步骤S353中,进行修正切换后,进入步骤S306。
另一方面,在步骤S352中,上次不是相位修正D或相位修正E时,进入步骤S306。
接着,在步骤S306中,对每一相位修正C、D、E计算时间值TISOU。
即,在相位修正C时,将对应于相位修正角的时间值设定为时间值TISOU,在相位修正D时,将对应于从相位修正角减去60度的相位角的时间值设定为时间值TISOU,在相位修正E时,将对应于从相位修正角减去120度的相位角的时间值设定为时间值TISOU。
然后进入步骤S307,使反相器模式进一步。
然后,进入图58所示的步骤S308中,判断是否有修正切换要求,在有修正切换要求时,进入步骤S361,若判断修正切换是否从相位修正C(图58中为修正C)切换到相位修正D(图58中为相位修正D)或从相位修正D切换到相位修正E(图58中为修正E)。
在步骤361中,若判断出修正切换是从相位修正C切换到相位修正D或从相位修正D切换到相位修正E,则进入步骤S362,解除修正切换要求,在步骤S362-1中使反相器模式返回一步进入步骤S309。
另一方面,在步骤S361中,若修正切换不是从相位修正C切换到相位修正D或从相位修正D切换到相位修正E时,即,从相位修正D切换到相位修正C或从相位修正E切换到相位修正D时,进入步骤S363,并输出电压曲线。
然后进入步骤S364,将在步骤S306中计算出的时间值TISOU设定给计时器T1后,在步骤S365中使计时器T1开始计时。
然后,进入步骤S366,解除修正切换要求,并进入步骤S309。
若在步骤308中判断出没有修正切换要求,就进入步骤S368中,将在步骤S306中计算出的时间值TISOU设定给计时器T1,在步骤S369中使计时器T1开始计时,并进入步骤S309中。
接着,在步骤S309中,使周期测定计时器T2停止计时,读出周期测定计时器T2的时间值,并进入步骤S310。
然后,在步骤S310中设定周期测定计时器T 2并使其开始计时,以开始下一次的周期测定。
在步骤S311中,由周期运算部41从周期测定计时器T2的值中对周期进行运算;通过速度运算部44从运算结果中算出电机的转速。
然后,在步骤S312中,速度控制部45根据来自外部的速度指令信号进行速度控制,并输出电压指令信号。
如图59A所示,当计时器T1的计时结束,从计时器T1输出中断信号IRQ时,中断处理22开始,在步骤S370中,输出电压曲线,中断处理22结束。
步骤S321、323的本次电平检测信号的确认利用图53所示的读取用计时器60进行读取。
即,在上述旋转位置检测器113的位置信号的上升沿、下降沿使读取用计时器60开始计时,当读取用计时器60计时到规定时间时,就向电平判断部51输出读取信号(图55(E)所示)。
当上述电平判断部51接受到读取信号时,就开始图59B所示的中断处理23,在上述中断处理23的步骤S380中,读取电平检测信号(由电平判断部51判断电平检测信号的电平是低电平还是高电平)之后,结束该中断处理23。
因此,能够与负荷大小和运转频率的高低无关地使电机以最大效率运转。
由于通过使电压曲线的相位从导前修正侧慢慢地调整至延迟修正侧,使其成为最大电机效率,在从峰值效率点处存在于延迟修正侧的脱调区域内不调整电压曲线的相位,所以可以防止脱调。
第九实施例图60表示本发明的第9实施例的AC(交流)电机装置的构成,401是衔铁线圈401a、401b、401c连接成Y型、通过旋转磁埸使转子转动401的定子;402是与上述电枢线圈401a、401b、401c并联连接、并将电阻402a、402b、402c连接成Y型的电阻电路;403是差动放大器,该差动放大器403检测出表示上述电阻电路402的中性点的电压VM和电枢线圈140a、401b、401c的中性点电压VN的电位差的电位差信号VMN,404是接受来自上述差动放大器403的电位差信号,对该电位差信号进行积分的积分器,405是通过变压器PT接受来自上述积分器404的积分信号,求出除去直流成分的积分信号的有效值的RMS(Root MeanSquare)转换器,406是接受表示来自上述RMS转换器405的积分信号的有效值的信号、输出切换信号的微计算机,407是接受来自上述微计算机406的切换信号、输出换流控制信号的基极驱动电路。
将来自上述基极驱动电路407的换流控制信号分别输入反相器420。
上述定子401和转子410构成交流电机。
图61表示上述微计算机406的概要框图,微计算机406具有加速/减速处理器501,电压处理器502和正弦波PWM处理器503;上述加速/减速处理器501接受频率指令信号,并输出表示反相器输出频率的信号f1;电压处理器502接受表示上述加速/减速处理器501输出的反相器输出频率的信号f1和中性点电压Vn,并输出表示反相器输出电压的信号Vo;正弦波PWM处理器503接受由上述加速/减速处理器501求出的输出频率信号f1和表示上述电压处理器502输出的反相器输出电压的信号Vo,并输出换流控制信号。
图62是表示上述微计算机406的处理的流程图,下面参照图62说明微计算机406的中断处理31。
中断处理31通过图中未示出的计时器每隔0.1-1秒发出的中断信号进行处理。
首先,中断处理一开始,在步骤S401中,分别输入反相器频率的现在值f1,中性点电压的现在值vn(i),即由RMS转换器405求出的积分信号的有效值。
然后,在步骤S402中,用下式算出反相器输出电压vo(i)vo(i)=vo(i-1)-sgn{vo(i-1)-vo(i-2)}·sgn{vn(i)-vn(i-1)}·ΔVsgn(x);X≥0时+1,X<0时-1接着,在步骤S403中,判断反相器输出电压的最小值vomin(f1)是否比反相器输出电压vo(i)大,若判断出反相器输出电压的最小值vomin(f 1)比反相器输出电压vo(i)大,就进入步骤S406,使反相器输出电压vo(i)成为反相器输出电压的最小值vomin(f1)后,进入步骤S404。
另一方面,在步骤S403中,若判断出反相器输出电压的最小值vomin(f1)小于反相器输出电压vo(i),就进入步骤S404。
即如图63所示,反相器输出电压的最小值vomin与反相器频率f1近似于正比关系,在步骤S402中求出的反相器输出电压vo(i)不会小于最小值vomin。
然后,在步骤S404中,存储采样前的值。
即,将上述反相器输出电压vo(i)代入上述反相器输出电压vo(i-1),将中性点电压的现在值Vn(i)代入中性点电压Vn(i-1)。
在步骤S405中输出反相器输出电压vo(i),并结束中断处理31。
而且,如图64所示,如果vo(i-1)-vo(i-2)>0vn(i)-vn(i-1)<0则反相器输出电压vo(i)成为vo(i)=vo(i-1)+ΔV,另外若vo(i-1)-vo(i-2)>0vn(i)-vn(i-1)>0则反相器输出电压vo(i)成为vo(i)=vo(i-1)-ΔV即,调整反相器输出电压vo就可使中性点电压vn为最小,调整反相器输出电压vo便可得到目标值即最小中性点电压Vn。
图65表示经实验得到反相器频率f1为30Hz、转矩为10、15、20kgfcm时的相对于反相器输出线间电压vo的AC电机的效率η和中性点电压有效值Vn的特性。
由本实验结果可知,在AC电机的效率η的最大效率点处,与之分别对应的中性点电压的特性曲线基本示出了最小值。
因此,根据反相器频率f1和中性点的现在值vn(i),通过调整反相器输出电压vo(i)使中性点电压vn在规定的每个中断周期成为最小,就能够使AC电机以最大效率运转。
在上述第四实施例-第八实施例中,通过调整反相器输出电压,来控制转速,通过调整反相器输出电压曲线的相位进行使电机以最大效率运转的最佳效率控制;但也可通过调整反相器输出电压来进行最佳效率控制,通过调整反相器输出的电压曲线的相位进行转速控制。
在上述第四实施例-第八实施例中,使用无电刷直流电机,而在第九实施例中,使用的是AC电机,但不限于这些电机,磁阻电机等均可适用于本发明。
在上述第四实施例-第八实施例中,为使积分信号的电平成为峰值效率点时的目标值而调整相位修正角,进行最大效率运转,也可以使电位差信号的电平成为峰值效率点时的目标值。
另外也可以利用上述积分信号或电位差信号,设定在任意的效率时的目标值,使电机在任意效率下运转。
在上述第四实施例-第八实施例中,使用相位修正计时器T1、周期测定计时器T2、周期运算部41及时间值运算部42作为相位修正装置,但相位修正装置当然不限于这些装置。
在上述第四实施例-第九实施例中,使用微计算机4(14,100,200,304,308,406),也可用逻辑电路代替微计算机。
在上述第四实施例-第八实施例中,电枢线圈1a、1b、1c(301a、301b、301c)的电压曲线的切换方式是180度通电方式,但电压曲线的切换不限于180度,也可以是120度至180度的通电方式。
在第四、第五、第六实施例中,使用旋转位置检测器3作为旋转位置检测装置,但该旋转检测装置不限于这种,用其它电路构成也可也。
即,如图66所示,也可由放大器IC21和放大器IC22构成,放大器IC21以反转输入端子连接电阻电路2的中性点电压VM,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R21,同时在输出端子和反转输入端子之间并联连接电阻R22和电容C21;放大器IC22以反转输入端子连接上述放大器IC21的输出端子,在非反转输入端子和接地端GN D之间连接电阻R23,同时在输出端子和非反转输入端子之间连接电阻R24
另外如图67所示,也可由放大器IC31、放大器IC32和放大器IC33构成;放大器IC31以反转输入端子连接电阻电路2的中性点电压VM,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R31,同时在输出端子和反转输入端子之间并联连接电阻R32;放大器IC32以反转输入端子通过电阻R33连接上述放大器IC31的输出端子,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R34,同时在输出端子和非反转输入端子之间并联连接电阻R35和电容C31;放大器IC33以反转输入端子连接上述放大器IC32的输出端子,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R36,同时在输出端子和非反转输入端子之间连接电阻R37
另外如图68所示,在具有定子1和电阻电路2和反相器20的无电刷直流电机中,所说定子1的电枢线圈1a、1b、1c连接成Y型、通过旋转磁埸使具有多个永久磁铁的转子旋转的定子;所说电阻电路2与上述电枢线圈1a、1b、1c并联连接、并将电阻2a、2b、2c连接成Y型,所说反相器20由分别连接直流电源9正极的3个三极管20a、20b、20c和分别连接直流电源9负极的3个三极管20d、20e、20f所构成、并将三极管20d、20e、20f的发射极连接接地端;也可以由放大器IC41、放大器IC42和放大器IC43构成;在放大器IC41中,电枢线圈1a、1b、1c的中性点电压VN通过电阻R41连接非反转输入端子,电阻2a、2b、2c的中性点的电压VM连接非反转输入端子,同时,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R42,在输出端子和反转输入端子之间连接电阻R43:放大器IC42以反转输入端子通过电阻R44连接上述放大器IC41的输出端子,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R45,同时在输出端子和非反转输入端子之间并联连接电阻R46和电容C41;放大器IC43;以反转输入端子连接上述放大器IC42的输出端子,在非反转输入端子和接地端GND之间连接电阻R47,同时在输出端子和非反转输入端子之间连接电阻R48
在上述实施例6中,虽然将积分信号∫VMNdt进行A/D变换,但也可以对电位差信号或平滑电位差信号后的信号或者平滑积分信号∫VMNdt的信号进行A/D转换,然后利用该经A/D转换的信号电平判断。
在上述第四实施例中,将电平检测信号的计数定为5次,在上述第八实施例中,将电平检测信号的计数定为3次,也可以是其它合适的次数。
在上述第四实施例中,使用上述旋转位置检测器3的积分器22作为积分装置,但积分装置也可以使用与旋转位置检测器的积分器不同的结构。
在上述第四-第六实施例中,通过作为旋转位置检测装置的旋转位置检测器3检测转子10的旋转位置,在上述第四实施例、第五实施例中,利用霍尔元件312a、312b、312c和旋转位置检测器313检测转子310的旋转位置,但旋转位置检测装置不限这种结构。
例如,如图69所示,也可以具有与电机600的转子601的轴连接的回转编码器602和接受表示来自上述回转编码器602的旋转位置的信号,并输出位置信号的接口603。
本发明所开创的无电刷直流电机的电机装置以及电机的控制方法适用于反相空调器等的空调机、洗衣机、吸尘器等的家用电器。
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