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∑-△调制器

基本信息

  • 申请号 CN00810110.8 
  • 公开号 CN1360759A 
  • 申请日 2000/07/10 
  • 公开日 2002/07/24 
  • 申请人 特利泰尔R&D丹麦有限公司  
  • 优先权日期  
  • 发明人 托尔本·阿姆托夫特  
  • 主分类号  
  • 申请人地址 丹麦斯特乌灵 
  • 分类号  
  • 专利代理机构 中国国际贸易促进委员会专利商标事务所 
  • 当前专利状态 发明专利申请公布 
  • 代理人 李强 
  • 有效性 发明公开 
  • 法律状态
  •  

摘要

本发明涉及一种自适应的差分∑-Δ调制器,其中,Δ适应于输入和/或输出信号。
基本上,由于本发明引入了非固定的Δ数值及其导致可变的量化噪声,所以本发明在∑-Δ转换器领域引入了一种新方法。
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权利要求书


1.∑-Δ调制器,其中,Δ差分适应于输入和/或输出信号。

2.根据权利要求1所述的∑-Δ调制器,其中,基于输入和/或输出信 号的一个测量周期(MP)的测量结果来建立Δ。

3.根据权利要求2所述的∑-Δ调制器,其中,输入和/或输出信号的 所述测量周期(MP)是固定的。

4.根据权利要求1至3所述的∑-Δ调制器,其中,输入和/或输出信 号的所述测量周期(MP)为577μs,对应于GSM系统中的一个TDMA 时隙。

5.根据权利要求4所述的∑-Δ调制器,其中,上一个时隙的功率电 平是一项测量参数。

6.根据权利要求1至5所述的∑-Δ调制器,其中,在测量周期(MP) 期间,Δ被保持为一个常数。

7.根据权利要求1至6所述的∑-Δ调制器,其中,所述测量周期(MP) 大于一个输入信息速率(PI)。

8.根据权利要求1至7所述的∑-Δ调制器,其中,根据一个当前测 量的输出信号以及至少一个先前测量的输出信号来产生一个当前的Δ。

9.根据权利要求1至8所述的∑-Δ调制器,其中,所述时间周期适 应于人耳的时间常数。

10.根据权利要求1至9所述的∑-Δ调制器包括至少一个反馈环 路, 所述至少一个反馈环路具有Δ的一个模拟的步进大小, 所述Δ是可变的,并且适应于输入和/或输出信号。

11.∑-Δ调制器,其中,通过使用至少一种算法,使得Δ差分适应 于输入和/或输出信号。

12.根据权利要求1至10或11所述的∑-Δ调制器,其中,一个当 前时间测量周期k建立的Δk被确定为                  Δk=max({Uk-1})    1,5 其中,{Uk-1}是前一个测量周期的幅度样本的一个集合。

13.根据权利要求1至12所述的∑-Δ调制器在一个音频应用中的 应用。

14.根据权利要求1至12所述的∑-Δ调制器在诸如一个移动电话 机的一个通信设备中的应用。
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说明书

发明领域 本发明涉及根据权利要求1和11所述的一种∑-Δ调制器,以及根据 权利要求13和14所述的一种∑-Δ调制器的应用。
发明背景 信号转换或调制已经成为覆盖几种不同技术的范围有些宽广的学科, 上述的每一种技术都具有基本上不同的功能和性能。
这些技术当中的一 种就是∑-Δ概念。
由于∑-Δ概念基本上具有微分的和积分的线性并且具 有十分简单的基本体系结构,使得它在许多用途上非常有吸引力。
而且, 这种概念涉及在信号处理频带以内、特别是信号处理频带以外,处理噪 声分布的或多或少精细的技术。
∑-Δ转换器已经日益普及,特别是在音频应用领域内。
然而,∑-Δ调制器的一个问题是,难以满足对高分辨率、高动态范 围和低噪声的日益增长的要求。
由此导致技术开发集中在∑-Δ概念的的 十分复杂的演变上,例如高阶反馈环路以及多位反馈。
伴随着这种普遍 采用的技术、特别是多位技术的一个问题就是,它损害了例如线性度, 使得这种技术难以适用于高速反馈环路,除非对多位反馈信号进行非常 细心的匹配。
再回到高阶∑-Δ转换器的问题上来,其基本技术涉及在不 损害线性度的前提下,使信号频带的范围内信号噪声最小。
然而一个严 重的问题是,转换器的噪声随着动态范围的增加而增加,因而直接的响 应就是增加转换器的阶数。
本发明的一个目标就是,保持∑-Δ转换器的各项有利的特征,与此 同时,降低主要噪声。
本发明概述 若如权利要求1所述,Δ为差分适应于输入和/或输出信号,就能实 现一种优选∑-Δ调制器。
因此,当噪声成为最重要的问题时,根据本发 明的∑-Δ转换器可提供非常低的噪声性能。
当将Δ的数值适应于输入和/ 或输出信号时,Δ可以最小化到实际输入,并且不仅最小化到动态范围 的最坏情况。
基本上,由于本发明引入了一个非固定的Δ数值,及其导致的可变的 量化噪声,所以本发明在∑-Δ转换器的领域中引入了一种新方法。
在需 要大的动态范围的情况下,即使量化噪声相当高,它仍然是可以接受的。
另一方面,若信号电平很低,则为了降低量化噪声,可以降低量化电 平Δ。
本发明的一个基本方法就是,低的信号电平变化隐含着对低噪声的非 常严格的要求,而由于有用信号掩盖了噪声,所以输入信号电平的显著 变化可以降低对低噪声的要求。
应当引起注意的是,总的RMS噪声是Δ数值,即反馈调制环路的量 化电平的一个函数,因而,Δ对输入信号的适应将降低所引起的噪声。
还应当引起注意的是,本发明的技术基本上在整个动态范围内都能提 供线性度。
特别是,应当引起注意的是,根据本发明的一个1阶1位∑-Δ转换 器能像规则的1位转换器那样保持线性度,同时仍然获得可变的范围。
还应当引起注意的是,在∑-Δ调制器中的Δ表示在反馈环路中的模 拟的量化步进大小。
根据本发明,Δ定义了∑-Δ转换器中的模拟反馈的模拟的步进大小。
若如权利要求2所述,基于输入和/或输出信号的一个测量周期(MP) 的测量结果来建立Δ,就能实现本发明的一个更加有利的优选实施例。
当在一个周期上进行测量时,就就能实现可靠的调制器的概念。
当然, 测量周期应当适应于关于输入信号的形式和内容的知识。
在一个例如GSM 那样的移动通信系统中,这个周期可以例如等于一个TDMA时隙的长度, 即,典型地大于1ms,而基带则处于200-1000kbit/s的量级之中。
当在一段时间内,将Δ适应于输入信号的变化时,例如,若该信号显 著地发生变化,则有可能保持高的Δ,同时令因饱和而产生的失真保持 低的数值。
相应地,当希望小的信号变化时,Δ可以保持低的数值,由 此以一种简单的方式使量化噪声显著地最小化。
若如权利要求3所述,输入和/或输出信号的所述测量周期(MP) 是固定的,就能实现本发明的一个更加有利的实施例。
如权利要求4所述,输入和/或输出信号的所述测量周期(MP)为577 μs,对应于在GSM系统中的一个TDMA时隙,就能实现本发明的一个 更加有利的实施例。
应当引起注意的是,对于用编码方法建立的一组有些保守的信号来 说,此项技术是非常有吸引力的。
因此,GSM在一段相当长的时间内是 保守的,并且根据本发明的∑-Δ调制器可以容易地适应于并且有利地应 用于各种GSM系统之中。
如权利要求5所述,上一个时隙的功率电平是一项测量参数,就能实 现本发明的一个更加有利的实施例。
特别是,因为在GSM系统中,一个时隙的功率电平通常差不多保持 恒定。
如权利要求6所述,在测量周期以内Δ是恒定的,就能实现本发明的 一个更加有利的实施例。
应当说明的是,根据本发明的实施例的∑-Δ调制器适应于各输入信 号的各信号成分的一个周期,而不是对一个特定的离散的模拟输入数值 进行离散的搜索。
当在一个比输入信息速率更长的时间周期内进行测量、 并且在一段时间内保持已适应的Δ数值时,转换器在整个动态范围内都 能提供高的线性度,由此导致动态范围的增加。
如权利要求7所述,所述测量周期(MP)大于输入信息速率(PI), 就能实现本发明的一个更加有利的实施例。
如权利要求8所述,根据一个当前测量的输出信号以及至少一个先前 测量的输出信号来建立一个当前的Δ,就能实现本发明的一个更加有利 的实施例。
如权利要求9所述,所述时间周期适应于人耳的时间常数,由于在一 段时间内转换器的轻微的过驱动是可以接受的,特别是在音频领域内, 所以就能实现∑-Δ转换器的非常有吸引力的和有利的性能品质。
这是由 于,因当前的Δ数值太小而导致的转换器的短时过驱动将不会被人耳所 识别。
优选的时间周期将小于20ms,最好是大约10ms。
应当引起注意的是,适应于测量周期的时间常数当然还可以再短一 些,只要整个调制器的范围能保证在人耳识别任何失真之前,该Δ数值 已经适应于输入信号电平。
整个周期可以例如包括一些测量周期,或者 一系列的测量周期。
如权利要求10所述的(∑-Δ调制器含有)至少一个反馈环路,所述 至少一个反馈环路具有Δ的一个模拟的步进大小,所述Δ是可变的,并 且适应于该输入和/或输出信号,就能实现本发明的一个更加有利的实施 例。
如权利要求11所述的∑-Δ调制器,其中,使用至少一种算法,使得 Δ分别适应于输入和/或输出信号,就能实现本发明的一个更加有利的实 施例。
与本发明相联系的字眼“算法”可以被定义为将一个或多个输入和/ 或输出信号转换为一个Δ的任何步骤或规则。
算法的一个实例就是一项 或多项数学公式。
另一个实例可能是含有每一个输入和/或输出信号的各 项数值的一个表格或一份记录,这里,至少在两个信号之间发生一种处 理形式,以便导出一个或多个Δ数值。
如权利要求12所述,当前时间测量周期k的已建立的Δk被确定为               Δk=max({Uk-1})    1,5 其中,{Uk-1}是前一个测量周期中的幅度样本的一个集合,就能实 现本发明的一个更加有利的实施例。
由于因子1,5允许在饱和之前还有3dB的裕度,所以这是特别有利 的。
附图 下面,将参照诸附图对本发明进行详细说明,在诸附图中 图1示出了现有技术的一种∑-Δ调制器, 图2a和2b示出了现有技术的1位∑-Δ调制器的输出, 图3a和3b示出了一个多电平的现有技术的∑-Δ调制器的输出, 图4a和4b示出了根据本发明的一种1位∑-Δ调制器的输出, 图4c示出了根据本发明的1位量化方法, 图5a和5b示出了根据本发明的一种1位量化方法, 图6示出了根据本发明的一种∑-Δ转换器,以及 图7示出了根据本发明的多个测量周期。
详细说明 图1示出了现有技术的1阶1位∑-Δ调制器的基本特性。
为了说明本发明的目的,下面将详细说明现有技术调制器的功能。
∑-Δ调制器包括一个用于模拟输入x(t)的输入端。
在求和单元11 中。
该输入信号跟一个反馈信号相加。
所得到的和被送到一个采取积分 器12形式的模拟滤波器。
积分器的输出经由量化器13被送往一个数字 输出y(n)。
数字输出信号经由一个1位D/A转换器14被反馈到求和单元11,随 后从输入信号中将其减去。
接着,相减后的差信号在积分器12中进行积 分,即,介于反馈信号与输入信号之间的差值将被积分,等等。
基本上,∑-Δ调制器以非常高的采样率、按照低的1位的分辨率对 模拟信号进行数字化。
为了在调制器的工作频率范围内降低噪声,当前的过采样技术将已出 现的量化噪声扩散到一个更宽的频谱之上。
接着,一个数字低通滤波器 可以去除量化噪声的主要部分,并且最后,在调制器的数字输出端,该 信号可以得到提炼。
这些技术在业界中是众所周知的。
而且,现有技术的∑-Δ调制器涉及一种噪声抑制装置,所谓的噪声 频谱成型装置以这样一种方式来修改已出现的噪声的形状,使得噪声在 频域上是不均匀的。
更具体地说,可以在没有低通滤波器域的前提下, 去除量化噪声的主要部分。
因而,借助于上述的数字滤波器,就能轻而 易举地去除噪声的主要部分。
这些技术在业界中也是众所周知的,同时 也是高阶∑-Δ调制器的一个主要方面。
一种合理的假设就是用高阶调制 器来改进噪声频谱成型的质量。
所示的现有技术∑-Δ调制器具有一个1阶反馈环路,并且按照它的 最原始的形式得益于这种噪声频谱成型方法。
所示的∑-Δ转换器的一个问题仍然是,在某些情况下,这种噪声, 例如上述的Δ2/12有效值噪声,在工作频谱范围内变为起支配作用的。
借助于图2可以说明这个问题,该图表示作为对一个锯齿波输入的响 应的上述1阶∑-Δ调制器的输出。
在图2a中,一个模拟输入信号x(t)在两个电平±Δ/2之间被调制。
显而易见,若锯齿波x(t)表示一个具有非常高的动态范围的输入信 号,则量化噪声可能变为很重要,因为总的Δ2/12有效值噪声按照Δ的平 方关系来增加。
在∑-Δ转换器中,在噪声抑制领域内两个主流问题之一就是上述的 噪声频谱成型技术涉及高阶反馈环路。
高阶∑-Δ调制器将上述量化噪声 的一个更大的部分分配到感兴趣的频带以外。
这种技术的一个问题仍然 是,高阶调制器环路难以分析和稳定。
高于2阶的环路一般来说难以稳 定,并且简单的线性模型不再精确。
在这种技术的范围内,一般地难以 获得廉价的调制器。
另一项技术以基本上不同的方法来处理上述问题,技术上的努力集中 在降低总的量化噪声,而不是将噪声移动到其他频谱成分那里去。
此项技术包括多电平量化,其结果是使量化噪声最小化。
图2b说明上述的饱和问题,因为输入信号x(t)现在已经倾斜并且 使输入端受到过分驱动。
过分驱动的情况用箭头Sat来表示。
图3a表示由一个模拟的锯齿波输入信号x(t)来馈送的一个多电平 的这样一种∑-Δ调制器的输出的一个实例。
若一个信号超过某个最大电平,则可以在其他各量化电平之间来实现 量化。
多电平∑-Δ调制器基本上在整个动态范围内提供具有相对小的量 化电平Δ的可能性。
上述多电平技术的优点是,在整个动态范围内,相对小的量化电平Δ 直接地影响并降低总的噪声。
上述技术的另一个问题仍然是,建立各量化电平的D/A转换器引入 了严重的微分的和积分的非线性。
当细心地确定范围以及校准到一定程 度,这种非线性就能得到补偿,但是,应当引起注意的是,由于过采样, 多电平量化必须建立在非常高的频率之上,所以这种技术将永远不能满 足∑-Δ概念的需求, 而且,图3b表示被输入信号x(t)过分驱动的一个调制器的方法。
它所导致的饱和还是用箭头Sat来表示。
图4a和4b表示,当调制器被馈送以对应于图2a,2b,3a和3b的信 号x(t)的模拟锯齿信号时,根据本发明的∑-Δ调制器的输出。
当在一段时间内,令Δ适应于输入信号的变化时,例如,若该信号显 著地发生改变,则有可能保持高的Δ,同时令因饱和而引起的失真保持 低的数值。
相应地,当希望得到小的信号变化时,Δ可以保持低的数值, 这样一来,就以一种简单的方式使量化噪声显著地最小化。
现在转到图4c,图4a和4b的量化方法已经做了说明。
Δ=1表示 根据图4b的Δ的可变设置,并且Δ=1/2表示根据图4a的Δ的可变设 置。
图5a和5b表示在根据本发明的多(电平)调制器中,Δ的可变设 置。
图5a表示具有3位分辨率的多电平调制器,3位对应于8种可能的 量化分层。
这些量化分层被表示于垂直轴上。
介于各量化分层之间的距 离被确定为Δ/2n,这里n表示位数。
若假定Δ=1,则由于位数为3,所 以介于两个分层之间的距离为1/8。
现在转到图5b,根据一种应用的自适应算法,Δ已经被修改为数值 Δ=1/2。
因而,将根据Δ来修改步进大小。
现在,介于两个电平之间的 距离为1/16。
应当理解,本发明的Δ自适应方法可以同等地应用于1位和多位的∑ -Δ调制器。
图6示出了根据本发明的1阶∑-Δ转换器的原理。
本来,应当强调指出,所示出的本发明的实施例仅针对几类∑-Δ调 制器中能利用本发明的讲授内容的一类。
因此,根据本发明的Δ的自适 应方法可以被用于,例如,高阶∑-Δ转换器和/或多电平∑-Δ调制器。
∑-Δ调制器包括一个用于模拟输入x(t)的输入端。
在求和单元61 中,输入信号跟反馈信号相加。
所得到的和被送往采取积分器62形式的 一个模拟滤波器。
积分器的输出经由一个电平控制的量化器63被送往一 个数字输出端y(n)。
电平控制的量化器基于输入信号建立一种自适应 的反馈量化过程。
在本例中,一个自适应控制器65基于例如一个测量周 期内的平均有效值来建立调制器电路的输入信号的一个测量(结果)。
每一次测量结果被暂时地存储,并且每一个当前测量值都跟前一个周期 的先前测量值进行比较。
应当注意的是,测量周期大于输入信息速率, 或者,换句话说,它应当比输入信号周期(1/f)来得长。
比信息速率大100 倍的一个时间周期足以保证∑-Δ调制器良好的线性特性。
这个时间周期 典型地是1ms或者更长一些,而基带比特率则处于200-1000kbit/s的 范围内。
而且,这个过采样比将缩小在线性度方面自适应降低的影响。
在一个GSM系统中,通过使用来自上一个时隙的功率电平作为自适应参 数,就能做到这一点。
这归因于这样一个事实,即,一个GSM时隙的功 率电平几乎保持恒定。
应当注意的是,在整个测量周期中,在量化器64中所建立的Δ被保 持为一个常数。
根据图7所示的本发明的一个实施例,当前时间测量周期k的已建 立的Δk可以被确定为:              Δk=max({Uk-1})    1,5 其中,{Uk-1}是上一个测量周期的幅度样本的一个集合。
因子1,5 允许在饱和之前有一个3dB的裕量。
在一个GSM系统中,577μs的测 量周期对应于一个TDMA时隙。
应当注意的是,对于用编码方法建立的一组有些保守的信号来说,上 述技术是非常有吸引力的。
因此,GSM在一段相当长的时间内是保守的, 并且根据本发明的∑-Δ调制器可以容易地适应于并且有利地应用于各种 GSM系统之中。
应当注意的是,根据本发明的∑-Δ调制器可应用于A/D转换器和D/A 转换器二者。
最后,必须再次强调指出,根据本发明的Δ的自适应建立可以不仅应 用于1阶1位∑-Δ调制器。
相反,可以将高阶∑-Δ调制器跟多位∑-Δ 调制器的优点组合在一起,由此实现噪声频谱成型、线性度和噪声抑制 的协同配合。
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