交流电流检测装置

为了能够以大振幅的电压输出高精度地观测大电流、低频率的电流波形,本发明具备:具有流过被检测电流的初级绕组、通过铁芯与初级绕组磁耦合的次级绕组以及辅助绕组的变流器;放大在辅助绕组上产生的电压并且以流过抑制铁芯磁通变化的电流的极性向次级绕组施加放大电压的运算放大器,并且使得在次级绕组上产生对应于被检测电流的电压。
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1.一种交流电流检测装置，其特征在于， 具备：具有流过被检测电流的初级绕组、通过铁心与所述初级绕组磁耦合 且一端相互连接并形成共用端的次级绕组以及辅助绕组的变流器；将所述辅助 绕组上产生的电压加以放大并且在电流抑制所述铁心的磁通变化的极性上施 加给所述次级绕组的运算放大器， 使得所述次级绕组产生对应于所述被检测电流的电压。

2.如权利要求1所述的交流电流检测装置，其特征在于， 将所述共用端连接在所述运算放大器的基准电位端上。

3.如权利要求1所述的交流电流检测装置，其特征在于， 具备读入所述被检测电流对应的电压的电流读入系统，将所述运算放大器 的基准电位作为所述电流数据读入系统的电源电压的中间电位。

4.一种交流电检测装置，其特征在于， 具备：具有流过被检测电流的初级绕组、通过铁心与所述初级绕组磁耦合 的次级绕组的变流器；由设置在所述次级绕组上的中间抽头构成的共用端；以 所述共用端为边界将一方的绕组部分作为主绕组、另一方的绕组部分作为辅助 绕组并且放大产生于所述辅助绕组上的电压且以电流抑制所述铁心的磁通变 化的极性将放大电压施加给所述主绕组的运算放大器， 使得所述主绕组产生对应于所述被检测电流的电压。

5.如权利要求4所述的交流电流检测装置，其特征在于， 将所述共用端连接在所述运算放大器的基准电位端上。

6.如权利要求4所述的交流电流检测装置，其特征在于， 具备读入与所述被检测电流对应的电压的电流数据读入系统，将所述运算 放大器的基准电位作为所述电流数据读入系统的电源电压的中间电位。
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技术领域 本发明涉及适用于检测大振幅、低频率交流电流的交流电流检测装置。
背景技术 对交流电动机进行向量控制时，在将交流电流变换成交流电压的同时，要 求获得相对于电流波形相位延迟小的电压波形。
为了将交流电流变换成交流电 压，一般地采用称为CT的变流器、利用霍尔效应的霍尔CT等。
其中，霍尔CT 由于价格昂贵，其用途受到限制，故以下对变流器进行说明。
图5是用于说明变流器的原理的线路图。
在该图中，将连接在检测电流源 I₁上的导体作为匝数为1的初级绕组L₁、将该导体的电阻作为初级绕组电阻r₁， 并且将它们顺次串联连接而形成初级电路。
又，还具有通过磁心C与初级绕组 L₁磁耦合的次级绕组L₂，将其阻抗作为次级绕组电阻r₂，将它们串联连接后形 成CT的次级绕组电路，在该CT次级绕组电路的输出端上连接电压检测电阻R， 由此形成次级电路。
这里，将初级绕组L₁的匝数设为1[T]、次级绕组L₂的匝数设为n₂[T]、将 图中以箭头表示其方向的初级绕组L₁的电流设为i₁、将次级绕组L₂的电流设 为i₂、将电压检测电阻R的一端即图面下方的一端作为基准电位端、将从该基 准电位端出发的电压检测电阻R的另一端即图面上方的一端的电压设为v，则 它们之间成立下式的关系。
i₁＝n₂·i₂  …(1) 又，若假设次级绕组电阻r₂为零(0)，则由于不产生电压v，次级绕组电 流i₂的时间变化率如下式所示而为零。
di 2 dt = 0 - - - - ( 2 ) ]]>因此，如下述所示，次级绕组电流i₂保持为恒定。
i 2 = i 1 n 2 - - - - ( 3 ) ]]>然而，对于实际的CT，存在可以称作为次级绕组电阻r₂与分流电阻的电 压检测电阻R，在次级绕组n₂的两端产生下式的电动势e₂。
e 2 = ( r 2 + R ) · i 1 n 2 - - - - ( 4 ) ]]>该次级绕组电阻r₂以及电压检测电阻R构成次级绕组电流i₂的时间变化 率的主要原因。
现在，将次级绕组L₂的电感设为L₂，则次级绕组电流的时间变化率如下式 所示。
di 2 dt = e 2 L 2 = 1 L 2 = 1 L 2 ( r 2 + R ) · i 1 n 2 - - - - ( 5 ) ]]>因此，在通电后，已成立的(3)式的关系即破裂，在铁心C产生磁通Φ。
在利用CT的以往的交流电流检测装置中，即使初级电流i₁为恒定，随着 时间的推移，次级绕组电流i₂衰减，在铁心C上产生磁通Φ。
因此，在将检测 电压波形变换成电流波形时产生误差，即使当检测电压接近零时，绕组电阻引 起的电动势也不为零，或者在低频率大电流的情况下容易引起铁心饱和。
发明内容 本发明为了解决上述问题，目的在于提供一种交流电流检测装置，它能够 在大振幅的电压输出下高精度地观测大电流且低频率的电流波形。
为了解决上述问题，本发明的交流电检测装置具备：具有流过被检测电流 的初级绕组、通过铁心与所述初级绕组磁耦合且一端相互连接并形成共用端的 次级绕组以及辅助绕组的变流器；将所述辅助绕组上产生的电压进行放大并且 以电流抑制所述铁心的磁通变化的极性施加给所述次级绕组的运算放大器。
再者，本发明的交流电流检测装置具备：具有流过被检测电流的初级绕组、 通过铁心与所述初级绕组磁耦合的次级绕组的变流器；由设置在所述次级绕组 上的中间抽头构成的共用端；以所述共用端为边界将一方的绕组部分作为主绕 组、另一方的绕组部分作为辅助绕组并且放大产生于所述辅助绕组上的电压且 以电流抑制所述铁心的磁通变化的极性将放大电压施加给所述主绕组的运算 放大器，而且使得在主绕组上产生对应于被检测电流的电压。
能够将上述共用端与运算放大器的基准电位端连接。
再者，具备读入对应于被检测电流的电压的电流数据读入系统，能够将运 算放大器的基准电位作为电流数据读入系统的电源电压的中间电位。
附图简述 图1是表示本发明的电流检测装置的第1实施例的电路图。
图2A以及图2B为了说明图1所示的实施例的动作而结合本实施例与以往 装置来表示在初级绕组上阶梯状地流过直流电流后的检测输出电压以及铁心 磁通的变化状态。
图3A以及图3B为了说明图1所示的实施例的动作，表示在初级绕组上流 过低频正弦波交流电流时的检测输出电压以及铁心磁通的变化状态。
图4表示本发明的电流检测装置的第2实施例的电路图。
图5是作为以往的电流检测装置而表示变流器的构造的电路图。
最佳实施形态 以下，参照附图根据最佳实施例对于本发明进行详细说明。
图1是表示本发明的电流检测装置的第1实施例的电路图，在图中，采用 与表示以往装置的图5相同符号的部分分别表示同一部分。
该实施例是由具有 通过铁心C与初级绕组L₁磁耦合的次级绕组L₂以及辅助绕组L₃的变流器CT₁、 放大辅助绕组L₃上产生的电压并且以电流抑制铁心C磁通变化的极性向次级绕 组L₂施加放大电压的运算放大器U₁构成。
这里，相互连接次级绕组L₂的一端与辅助绕组L₃的一端，并且连接在运 算放大器U₁的非反转输入端(+)即基准电位端。
次级绕组L₂的另一端连接在运 算放大器U₁的输出端，辅助绕组L₃的另一端连接在运算放大器U₁的反转输入 端(-)。
又，运算放大器U₁的非反转输入端与输出端之间连接缓冲电阻 R_f(＞＞r₃)。
再者，作为运算放大器U₁的驱动电源，串联连接直流电源V+与直 流电源V-，将直流电源V+的正极、直流电源V-的负极分别与运算放大器U₁的正、负电源端连接。
又，直流电源V+与直流电源V-的相互连接点连接在 运算放大器U₁的非反转输入端上，同时保持在省略图示的电流数据读入系统的 电源电压的中间电位上。
以下，对于上述构造的本实施例的动作进行说明。
将辅助绕组L₃的绕组电阻设为r₃，则运算放大器U₁的放大率A为R/r₃。
这里，假设在初级绕组L₁上流过电流i₁[A]、在次级绕组L₂上产生电动势e₂， 在辅助绕组L₃上产生感应电压e₃。
此时，在辅助绕组L₃的感应电压e₃与次级 绕组L₂的感应电压e₂之间成立下述关系。
e 3 = n 3 n 2 · e 2 - - - - ( 6 ) ]]>当从基准电压端出发的运算放大器U₁的输出电压设为v时，则以下式表示 该输出电压。
V = - A · n 3 n 2 · e 2 - - - - ( 7 ) ]]>结果，在次级绕组L₂上通过次级绕组电阻r₂流过下式所示的电流i₂。
i 2 = e 2 r 2 + A · n 3 n 2 · e 2 r 2 ]]>                                                               …(8) = ( 1 + A · n 3 n 2 ) · e 2 r 2 ]]>因此，在辅助绕组L₃上流过下式的电流i₃。
i 3 = · n 3 n 2 · e 2 r 3 - - - - ( 9 ) ]]>在初级电流通电后，紧接着由于铁心C的磁通Φ为零，则初级绕组的电流 i₁为下式所示的值。
i₂＝n₂·i₂+n₃·i₃ = n 2 · ( 1 + A · n 3 n 2 ) · e 2 r 2 + n 3 · n 3 n 2 · e 2 r 3 - - - - ( 10 ) ]]>将上述(10)变形来求取e₂，则如下式所示。
e 2 = i 1 · r 2 n 2 ( 1 + A · n 3 n 2 ) + r 2 r 3 · ( n 3 n 2 ) 2 - - - - ( 11 ) ]]>因此，若表示图5所示的以往装置的次级绕组电压e₂，则如下式所示。
e 2 = ( r 2 + R ) · n 1 n 2 - - - - ( 12 ) ]]>若比较该(11)与(12)式，相对于(12)式所示的次级绕组的感应电压e₂为恒 定，通过使得运算放大器U₁的放大率A足够大，能够将(11)式所示的次级绕组 的感应电压e₂抑制到足够小。
又，通过采用(7)式与(12)式，能够以下式表示运算放大器U₁的输出电压v。
v = - A · n 3 n 2 · i 1 · r 2 n 2 ( 1 + A · n 3 n 2 ) + r 2 r 3 · ( n 3 n 2 ) 2 ]]>                                                                           …(13) = - i 1 · n 3 · r 2 n 2 n 3 + ( n 2 ) 2 A + r 2 r 2 ( n 3 ) 2 A ]]>从(13)式可知，将运算放大器的输出电压v就此作为与初级绕组电流i₁成比例的变换电压输出使用。
又，当放大率A接近无限大时，次级绕组的感应 电压e₂无限接近零，运算放大器的输出电压v收敛于下式的值。
v = - i 1 · r 2 n 2 - - - - ( 14 ) ]]>(14)所示的值表示由外部供给的电源补偿以往装置中次级绕组的内部电 阻r₂所引起的电动势。
图2A结合本实施例的装置与以往装置表示在初级绕组L₁上阶梯状地流过 10[A]的直流电流后检测输出电压的变化状态，图2B结合本实施例的装置与以 往的装置表示该情况下磁性磁通Φ的变化状态。
如上述这些图可知，与以往的 装置进行比较，在本实施例中，随着时间推移，能够将对数增加的检测输出电 压的衰减抑制到较小程度，而且，能够将铁心磁通Φ的增加抑制在特别低。
图3A结合本实施例的装置与以往的装置表示在初级绕组L₁上流过振幅为 10[A]、频率为10[Hz]的正弦波交流电时检测输出电压的变化状态，图3B结合 本实施例的装置与以往的装置表示该情况下铁心磁通Φ的变化状态。
如这些图 可知，与以往装置相比，在本实施例中，能够获得与初级绕组电流大致相同的 检测输出电压，而且能够将铁心磁通Φ的增加抑制在特别低的程度。
如此，根据本实施例，能够抑制次级绕组电流随时间推移的衰减，同时也 能够将铁心磁通的增加抑制在较低程度，能够以大振幅的检测电压输出高精度 地观察大电流、低频率的电流波形。
图4是表示本发明的电流检测装置第2实施例构造的电路图，图中，对于 具有与图1所示的第1实施例相同功能的部分，采用相同符号并且省略说明。
在第2实施例中，在与初级绕组L₁通过铁心C磁耦合的次级绕组上设有作为共 用端的中间抽头MT，从该中间抽头MT出发，将一方作为主绕组L₂、将另一方 作为辅助绕组L₃，其中，使得主绕组L₂具有上述的次级绕组L₂的功能。
又，此时，为了将中间抽头MT保持在基准电位并且使得在运算放大器U₁的输出端上产生与第1实施例同一极性的电压，则在中间抽头MT与辅助绕组L₃的末端之间连接电阻R_s，同时将中间抽头MT通过电阻Ri连接在运算放大器U₁的反转输入端上，将辅助绕组L₃的末端连接在运算放大器U₁的非反转输入端。
另一方面，为了使得在运算放大器U₁的输出端上产生与第1实施例相同的 电压，设定连接在非反转输入端与输出端之间的缓冲电阻R_f1的值而使得获得 第1实施例中所说明的放大率A(＝R_f1/R_i)。
该第2实施例是使得在电阻R_s的两端上产生对应于产生在辅助绕组L₃两 端上的电压的电压，放大该电压，使得产生具有与第1实施例说明的相同极性 与大小的电压v。
因此，根据图4所示的第2实施例，也能够将次级绕组电流随时间的衰减 抑制到较低程度，同时也能够将铁心磁通的增加抑制到较低程度，能够以大振 幅的检测电压输出、高精度地观察大电流、低频率的电流波形。
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