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高清晰度电视接收机中帮助载波获取的可选增益调整

基本信息

  • 申请号 CN00810473.5 
  • 公开号 CN1157943C 
  • 申请日 2000/07/13 
  • 公开日 2004/07/14 
  • 申请人 汤姆森许可公司  
  • 优先权日期  
  • 发明人 A·R·布伊莱特 J·S·斯图尔特  
  • 主分类号  
  • 申请人地址 法国布洛涅-比扬古 
  • 分类号  
  • 专利代理机构 中国专利代理(香港)有限公司 
  • 当前专利状态 发明专利权部分无效宣告的公告 
  • 代理人 陈景峻 
  • 有效性 有效专利 
  • 法律状态
  •  

权利要求书


1.一种用于执行电视信号的载波获取的方法,该信号具有位于载 波频率中心的导频,该方法包括: 响应控制信号使用第一放大电平放大所述电视信号;和 从所述放大的电视信号中获取载波频率;和 在获取载波频率以后,使用第二放大电平放大所述电视信号,其 中所述第一放大电平大于所述第二放大电平,所述第一放大电平足以将 接收机同步到所述导频。

2.如权利要求1的方法,其中第一步骤的放大包括如下步骤: 将基准功率值设定为高的数值;和 如果所述基准功率值大于所述电视信号的功率值,就增加所述控 制信号的数值,其中使用所述第一放大电平的放大响应所述控制信号 的增加值而发生。

3.如权利要求2的方法,其中所述设定响应输入命令而发生。

4.如权利要求1的方法,其中所述获取包括: 从所述电视信号检测所述导频。

5.如权利要求1的方法,其中所述获取以后的所述放大包括: 将基准功率值设定为低的数值,所述设定在获取载波频率以后提 供; 如果所述基准功率值小于所述电视信号的功率值,就减少所述控 制信号的数值,其中使用所述第二放大电平的放大响应所述控制信号 的减少值而发生。

6.如权利要求1的方法,其中第一步骤的放大还包括如下步骤: 增大中频IF模块的增益。

7.如权利要求1的方法,其中所述获取以后的放大包括: 减小中频IF模块的增益。

8.如权利要求1的方法,进一步包括: 在获取载波频率时产生载波锁定信号,其中使用所述第二放大电 平的放大响应所述载波锁定信号而发生。

9.如权利要求1的方法,其中所述电视信号包括接收的含有高清 晰度视频数据的残留边带VSB调制信号。

10.一种用于执行电视信号的载波获取的装置,该信号具有位于载 波频率中心的导频,该装置包括: 调谐电路,用于使用第一放大电平放大所述电视信号和使用第二 放大电平放大所述电视信号,其中所述第一放大电平大于所述第二放 大电平; 载波恢复电路,用于从所述放大的电视信号中获取载波频率;和 控制电路,与所述调谐器和载波恢复电路连接,用于产生一个控 制信号和在所述载波恢复电路恢复载波频率以后产生所述控制信号, 其中所述第一放大电平足以将所述调谐电路同步到所述导频。

11.如权利要求10的装置,其中所述控制电路包括自动增益控制 AGC控制器。

12.如权利要求11的装置,其中所述自动增益控制AGC控制器包 括: 处理器,用于将基准功率值设定为高的数值;和 检测器,与所述处理器连接,如果所述基准功率值大于所述电视 信号的功率值,就增加所述控制信号的数值,其中所述调谐电路响应 所述控制信号的增加值使用所述第一放大电平放大所述电视信号。

13.如权利要求12的装置,其中所述处理器在载波频率恢复以后 将所述基准功率值设定为低的数值,并且如果所述基准功率值小于所 述电视信号的功率值,所述检测器就减少所述控制信号的数值,其中 所述调谐电路响应所述控制信号的减少值使用所述第二放大电平放大 所述电视信号。

14.如权利要求10的装置,其中所述调谐电路包括中频IF模块。

15.如权利要求10的装置,其中所述调谐电路的增益在收到所述 控制信号的增加值时增大。

16.如权利要求10的装置,其中所述调谐电路的增益在收到所述 控制信号的减少值时减小。

17.如权利要求10的装置,其中所述电视信号包括接收的含有高 清晰度视频数据的残留边带VSB调制信号。
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说明书

发明领域本发明涉及处理如残留边带(在美国由大联盟提出的VSB调制型) 的高清晰度电视信号的接收机系统。
发明背景从以码元形式传送数字信息的调制信号中恢复数据,在接收机端 通常需要三种功能:用于码元同步的定时恢复,载波恢复(频率解调 为基带),和通道均衡。
定时恢复是这样的处理,其中接收端时钟(时 基)通过它与发送端时钟同步。
这使得接收的信号能够在最佳时间点 取样,以减少与接收码元值的判定指导处理有关的限幅误差。
载波恢 复是这样的处理,其中接收的射频(RF)信号在下变频为较低的中频 带(比如近基带)以后,通过它被变频为基带,以允许调制基带信息 的恢复。
自适应通道均衡是这样的处理,其中信号传输通道中的环境 变化和干扰的影响通过它被补偿。
该处理典型地使用消除传输通道随 频率变化的时间变量特性造成的幅度和相位失真的滤波器,来提供改 进的码元判定性能。
发明概述多路径干扰会导致接收信号频谱窄带内的显著衰减。
如果是发生 在包含高级电视系统委员会(ATSC)高清晰度电视(HDTV)广播信号 导频的频带中,那么就认为需要放大输入信号,以便实现接收机的锁 相环与接收导频的同步。
一旦该初始获取已经建立,应用于接收信号 的放大就可以不干扰导频同步而减至适于解调链中的保持单元的电 平。
因此,按照本发明,应用于接收ATSC残留边带(VSB)信号的增 益在导频获取期间比在解调保持阶段期间设定得要高。
附图简述本发明的教导可以通过将下面的详细说明结合有关附图一起考虑 而容易理解,其中: 图1是高清晰度电视(HDTV)的一部分的框图; 图2示出了用于按照本发明执行载波获取的HDTV的详图; 图3示出了图1中数字解调器/载波恢复网络的详图;和 图4示出了用于执行本发明的流程图。
为了便于理解,可能的地方都已经使用了同样的参考数字,以指 示与附图共有的同一个组件。
详细说明图1中,地面广播、模拟输入、高清晰度电视(HDTV)信号由包 括射频(RF)调谐电路的输入网络14和包括产生IF频带输出信号的 双变频调谐器的中频(IF)模块16以及适当的自动增益控制(AGC) 电路进行处理。
接收的信号是如大联盟提出并应用于美国的抑制载波 8-VSB调制信号。
这样的VSB信号由一维数据码元群表示,其中仅一 个轴包含要由接收机恢复的量化数据。
为了简化图1,用于同步图示 功能块的信号没有示出。
如日期为1994年4月14日的大联盟HDTV系统规范中所述的,VSB 传输系统使用规定数据帧格式传送数据。
位于抑制载波频率的小导频 信号被加到发送信号中,以帮助在VSB接收端实现载波锁定。
每个数 据帧包括两场,每场包括313段832个多电平码元。
每场的第一段称 为场同步段,剩余的312个段称为数据段。
数据段典型地包含MPEG兼 容(MPEG:活动图象专家组)数据包。
每个数据段包括四个码元段同 步符,随后是828个数据码元。
每个场段包括四个码元段同步符,随 后是场同步分量,包括预定的511个码元伪随机数(PN)序列和三个 预定的63个码元PN序列,它中间的一个在连续的场中反向。
VSB模 式控制信号(定义VSB码元群大小)跟随在最后63个PN序列之后, 其后是96个备用码元和12个从前一场复制的码元。
接着说图1,来自IF模块16的频带IF输出信号由模数转换器 (ADC)19转换为过取样数字码元数据流。
来自ADC19的输出过取样 数字数据流由全数字解调器/载波恢复网络22解调至基带。
这是由全 数字锁相环响应接收的VSB数据流中的小基准导频载波完成的。
单元 22产生输出I相位解调码元数据流,如参照图3详细描述的。
另外, 按照本发明,单元22与AGC控制器52连接以产生IF和RF AGC信号。
用于产生AGC信号的装置和方法在下面参照图2和4说明。
ADC19使用21.52MHz取样时钟,即接收码元速率的两倍,过取样 输入10.76M码元/秒VSB码元数据流,从而用两个取样/码元提供过取 样21.52M取样/秒数据流。
这种基于处理的两个取样/码元的取样,而 不是基于处理的逐个码元(一个取样/码元)的取样的使用,产生了有 利的连续信号处理操作的实施,比如与DC补偿单元26和国家电视标 准委员会(NTSC)干扰检测器30有关的操作。
与ADC19和解调器22连接的是段同步和码元时钟恢复网络24。
网络24从随机数据检测和分离每个数据帧的重复数据段同步分量。
段 同步用于再生正确定相的21.52MHz时钟,它被用于控制模数转换器19 的数据流码元取样。
网络24有利地使用简化双码元相关基准模式和有 关的双码元数据相关器来检测段同步。
DC补偿单元26使用自适应跟踪电路从解调VSB信号中消除导频 信号分量造成的DC偏移分量。
场同步检测器28通过比较每个接收的 数据段和存储在接收机存储器中的理想场基准信号来检测数据场同步 分量。
除实现场同步外,场同步信号还提供用于通道均衡器34的训练 信号。
NTSC交织检测和抑制由单元30执行。
然后,信号由通道均衡器34 自适应均衡,该均衡器可以结合盲目、训练和判定指导模式进行操作。
均衡器34可以是大联盟HDTV系统规范中和IEEE消费者电子学报1995 年8月W.Bretl等人撰写的文章“大联盟数字电视接收机的VSB调制 解调器子系统设计”中说明的类型。
均衡器也可以是序列号为09/102885 (RCA88,947)的美国专利申请中说明的类型。
在均衡器34之前,来 自检测器30的输出数据流被下变频为一个取样/码元(10.76M码元/ 秒)的数据流。
该下变频可以通过适当的下取样网络(为简化图1而 未示出)来实现。
均衡器34校正通道失真,但相位噪声随机改变着码元群。
相位跟 踪网络36消除来自均衡器34的输出信号中剩余的相位和增益噪声, 包括前面的载波恢复网络响应导频信号没有消除的相位噪声。
然后, 相位校正信号由格子解码器40格子解码,由去交织器42去交织,由 Reed-Solomon解码器44 Reed-Solomon误差校正,和由解扰器46解 扰(去随机)。
然后解码的数据流由单元50进行音、视频和显示处理。
调谐器14、IF模块16、场同步检测器28、均衡器34、相位跟踪 环36、格子解码器40、去交织器42、Reed-Solomon解码器44和解扰 器46可以使用1994年4月14日的大联盟HDTV系统规范中和上述Bretl 等人的文章中说明的类型。
适于执行单元19和50功能的电路是公知 的。
单元22中的解调由全数字自动相位控制(APC)环执行,以实现 载波恢复。
锁相环使用导频分量作为初始获取和用于相位获取的标准 鉴相器的基准。
导频信号嵌在包含表现为随机、类噪声模式的数据的 接收数据流中。
随机数据基本上被解调器APC环的滤波处理忽略。
ADC19 的10.76M码元/秒输入信号是VSB频谱中心在5.38MHz而导频分量位 于2.69MHz的近基带信号。
输入数据流由ADC19以21.52MHz两倍过取 样。
在来自单元22的解调数据流中导频分量已经下变频至DC。
图3示出了数字解调器22的详图。
来自ADC19的8-VSB调制、过 取样数字码元数据流,包含较低频导频分量,被应用于Hilbert滤波 器320和延迟单元322的输入。
Hilbert滤波器320将引入的IF取样 数据流分离为“I”(同相)和“Q”(正交相位)分量。
延迟322提 供与Hilbert滤波器320延迟一致的延迟。
I和Q分量在APC环中使 用复数乘法器324变换至基带。
一旦环路被同步,乘法器324的输出 就是复数基带信号。
来自乘法器324的输出I数据流作为实际解调器 输出,并且还用于低通滤波器326提取接收数据流的的导频分量。
来 自乘法器324的输出Q数据流用于提取接收信号的相位。
在相位控制环中,来自乘法器324的I和Q输出信号分别应用于 低通滤波器326和328。
滤波器326和328是具有约为1MHz截止频率 的Nyquist低通滤波器,用于在单元330和332 8∶1数据下取样之前 减少信号带宽。
下取样Q信号由自动频率控制(AFC)滤波器336滤波。
滤波后,Q信号由单元338限幅以减少对鉴相器340动态范围的要求。
鉴相器340检测和校正提供给它的输入的I和Q信号之间的相位差, 并产生输出相位误差信号,它由例如二阶低通滤波器的APC滤波器344 滤波。
由单元340检测的相位误差表示接近DC的期望导频信号频率和 接收导频信号频率之间的频差。
如果接收导频信号呈现接近DC的期望频率,AFC单元336将不产 生相移。
输入给鉴相器340的I和Q通道导频分量将呈现没有相互正 交相位关系的偏差,由此,鉴相器340产生零或接近零值的相位误差 输出信号。
但是,如果接收导频信号呈现错误的频率,AFC单元336 将产生相移。
这将导致应用给鉴相器340输入的I和Q通道导频信号 之间的附加相位差。
鉴相器340响应该相位差产生输出误差值。
因为先前单元330和332的下取样,来自344的滤波的相位误差 信号由内插器346 1∶8上取样,从而数控振荡器(NCO)348工作在 21.52MHz。
内插器346的输出应用给NCO348的控制输入,它为解调接 收数据流而本地再生导频信号。
NCO348包括正弦和余弦查阅表,用于 响应来自单元340、344和346的相位控制信号,在正确的相位再生导 频。
NCO348的输出被控制,直到乘法器324的I和Q信号输出使鉴相 器340产生的相位误差信号基本为零为止,从而表示正确解调的基带 I信号呈现在乘法器324的输出。
在数字解调器22中,主要的信号处理装置基本上包括部件336、 338、340和344。
由单元330和332提供的8∶1下取样有利地节省了 解调器的处理能力和硬件,并且通过使APC环部件336、338、340和 344定时在较低的时钟速率上,例如使用21.52MHz/8或2.69MHz时钟 代替21.52MHz时钟,而实现处理效率。
尤其是当数字信号处理器(DSP) 用于实现网络22和鉴相环时,所述的数据降低通过例如适当要求较少 行指令码而带来软件效率。
DSP设备环路可用于其它的信号处理目的。
当特定用途集成电路(ASIC)用于实现网络22时,数据的降低带来降 低的硬件和能力要求,以及降低的集成电路表面积。
解调器有利地使 用导频分量来实现载波恢复,并通过限幅器的判定数据采用了前馈处 理,而不是相对复杂而耗时的反馈处理。
当多径在ATSC信号中出现时,导频有可能比频谱中的其它频率被 更多地衰减。
锁相环(PLL)用于锁定至该导频上,以便在接收端具有 将VSB频谱外差降至基带的相关基准。
典型地,该PLL将能够跟踪比 它将获得的信号要低的电平信号。
当多径造成的导频衰减变得相当严 重时,作用在整个VSB频谱上的自动增益控制电路可能达到稳态,从 而在导频频率上就没有足够获取的能量。
按照本发明,对该问题的解 决方法是在载波获取期间对自动增益控制(AGC)使用比剩余的解调处 理期间使用的要高的基准功率。
这增加了获取阶段期间在PLL输入可 获得的导频能量。
因此,该方法使得导频在较高的衰减下能够顺利地 获取。
PLL锁定以后,应用于接收信号的AGC基准功率(放大因数) 能够根据剩余解调块的工作范围而降低。
图2示出了用于按照本发明执行载波获取的HDTV的详图。
图4示 出了用于执行本发明的流程图。
为了最好地理解本发明,阅读者应当 同时参照图2和4。
更清楚地,图2描述了包括处理器202和检测器204的AGC控制 器52。
根据先前参照图1讨论的,AGC控制器52与RF调谐器14、IF 调谐器16、ADC19和载波恢复网络22连接。
处理器202从输入设备接 收输入信号,并且在检测器204中设定基准功率值。
检测器204比较 基准功率值和来自ADC19的基带或近基带电视信号,并产生由IF模块 16接收的控制信号。
响应该控制信号,IF模块16中的AGC电路调整IF模块16的增 益。
当基带电视信号的功率低于基准功率值时,控制信号被设定为增 大增益。
当基带电视信号的功率高于基准功率值时,控制信号被设定 为减小增益。
象这样,如果基准功率值增加,输入电视信号就被放大。
同样地,如果基准功率值减少,输入电视信号就被衰减。
虽然上面讨 论了IF模块16的增益,但是RF调谐器14的增益也可以响应控制信 号而调整。
图4示出了详述执行本发明方法400的流程图。
方法400在步骤 402启动,其中输入信号在处理器202被接收。
输入信号可以经按钮 或某个输入设备(未示出)手动提供,或者在实现一段时间的导频检 测的软件程序执行时自动提供。
方法400进行到步骤404,其中处理 器202将基准功率值设定为高基准功率值,比如高于基带电视信号的 功率。
响应高基准功率值,检测器204对IF模块16增加控制信号的 数值。
在收到增加的控制信号数值时,IF模块16的增益被增大,从 而将电视信号放大至第一放大电平。
更重要的是,较高的增益还增大 载波恢复网络26的导频能量,从而实现载波获取或对导频的获取。
在步骤406,处理器202从载波恢复网络26接收载波锁定信号。
方法400进行到步骤408,其中处理器202将基准功率值设定为较低 的或正常的基准功率值,比如低于已经在前面增大功率的电视信号。
正常基准功率值被适当设定或根据经验确定,以便提供适于执行其它 解调、获取或其它参照图1讨论的HDTV操作的基带电视信号。
响应正常基准功率值,检测器204对IF模块16降低控制信号。
在接收到降低的控制信号时,IF模块16将电视信号放大至第二放大 电平。
由于第二放大电平低于第一放大电平,IF模块16的增益被减 小。
在步骤408设定较低的基准功率值以后,方法400在步骤410继 续剩余的获取和HDTV稳态操作。
一旦检测到导频,数据信号以1998年8月26日提交的 (RCA89,095)序列号为09/140,257的美国专利申请中说明的常规方 式被解调和处理。
虽然结合本发明教导的各种实施方案在此已经详细示出和说明, 但是那些本领域技术人员能够容易地设计出许多其它的仍然结合这些 教导的实施方案。
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